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1、目目 錄錄一、一、同頻同時全同頻同時全雙工雙工(CCFD)概述概述.1二、二、CCFD 國內外發展情況分析國內外發展情況分析.21、國內研究現狀.2（1）北京大學.2（2）電子科技大學.4（3）其他研究機構.62、國外研究現狀.6（1）斯坦福大學.6（2）萊斯大學.8（1）加州大學.9（2）其他研究機構.9三、三、CCFD 應用模式應用模式.121、在移動通信中的應用模式.12（1）移動通信中 CCFD 中繼模式.12（2）移動通信中 CCFD 半雙工的混合模式.13（3）移動通信中 CCFD 組網模式.142、低軌 CCFD 衛星通信.15四、四、同頻自干擾技術同頻自干擾技術.171、系統.

2、17（1）系統架構.17（2）全雙工系統的自干擾抑制技術.20（3）全雙工系統的組網技術（中繼選擇，資源分配等）.21（4）全雙工系統的物理層安全技術.212、環形器.253、單天線 CCFD 終端.274、雷達發射信號的消除.285、全雙工系統與毫米波 MIMO 的結合.28五、五、技術應用場景技術應用場景.311、通感一體化.312、集成接入回傳(IAB).313、同頻組網.314、子帶全雙工.325、移動的星載平臺.32六、六、產業發展現狀產業發展現狀.33七、七、國際標準制定及專利國際標準制定及專利.371、國際標準制定.37（1）潛在部署場景.38（2）子帶自干擾分類.38（3）自干

3、擾抑制技術.40（4）交叉鏈路干擾 CLI 抑制技術.44（5）系統設計初步考慮.45（6）RAN1 性能評估.46（7）RAN4 鄰頻共存性能評估.49（8）小結.502、專利.50八、八、基礎理論及前沿技術基礎理論及前沿技術.541、全面分析 CCFD 帶來的系統自干擾及解決方法.54（1）CCFD 中的自干擾.54（2）CCFD 中的自干擾消除方法.55（3）組網應用前景.56（4）總結.572、全雙工天線技術.583、先進的自干擾消除及應用.69（1）射頻域自干擾消除.69（2）數字域自干擾消除.75（3）自干擾消除應用實例.794、時頻兩維演進方法.855、相關頻譜資源問題，全雙工資

4、源分配方法.966、與 MIMO 的結合，包括毫米波、波束.1007、低軌衛星應用展望.1048、全雙工緩存方法和技術.1079、全雙工中繼技術.10910、RIS 結合全雙工.124白皮書貢獻者白皮書貢獻者.1371/137一、一、同頻同時全同頻同時全雙工雙工(CCFD)概述概述無線通信的目標是實現人們跨越時空障礙的自由信息交互。隨著社會發展，通信業務迅速擴展使得無線網絡已不堪重負，其進一步的發展受到頻譜資源缺乏的制約。因為無法以開疆擴土的方式增加頻率資源，提高頻譜效率成為可持續發展的唯一途徑?？v觀第一代（1G）至第五代（5G）無線通信系統的代代更迭，均以突破頻譜效率為歷程碑標志。同頻同時全

5、雙工（CCFD）憑借其將頻譜效率提高一倍效率，成為推進 5G 和 6G 發展的動力。CCFD 定義為：在一個或多個節點上在一個或多個節點上，將雙工通信的發射信號和接收信號設置在重疊的頻將雙工通信的發射信號和接收信號設置在重疊的頻域和時域，并由此獲得頻譜效率增益的技術。域和時域，并由此獲得頻譜效率增益的技術。其特點是，以提高容量為目的、強調支持雙向獨立數據流的通信技術。就無線通信而言，實現兩個獨立數據流雙向通信技術，以及自干擾消除法，或者應用于移動通信基站上，并將自干擾消除過程模塊化。由于 CCFD 以同頻同時通信的方式打破了傳統發射和接收頻點/時隙分割的方式，在不斷的應用優化中，它將重新規劃各

6、個頻段的使用標準，這也將包括頻率的動態使用。類似的頻譜影響將出現于衛星通信，衛星與地面通信的上、下頻率分配無論在廣播為主的業務，還是接近對稱的物聯網業務上，CCFD 以其加倍的頻譜效率，無疑將會合并至少一部分上、下行頻段。使得新的頻率規劃成為必然。其次，CCFD 通信場景復雜，我們需要不斷完善并開發自干擾消除技術。它對產業界的影響是巨大的。特別是在 CCFD 模塊化的時期，更加精細的技術和系統設計將導致大量的芯片需求。利用 CCFD 實現的主動干擾和抗干擾也將出現新的應用。2/137二、二、CCFD 國內外發展情況分析國內外發展情況分析CCFD 技術將收發信號在頻率和時隙的重疊設置理論上可將帶

7、寬效率提升一倍，但實現 2倍的頻譜效率則需要通信節點具有強大的自干擾擾消除能力。正是這個原因，該技術得到業界重視源于 2010 年斯坦福大學基于 IEEE15.4 協議實現的 CCFD 雙向通信演示系統1。盡管其通信距離只有 2 米，它仍然顯示了技術的可實現性。在 2008 年國家重大專項 IMT-Advanced 新型無線傳輸技術（項目號 2008ZX03003-004）研發的支持下，北京大學于 2011 年完成了國內第一個 CCFD 原型機，通信距離為 2 米，自干擾消除能力為 35dB。隨后在華為公司的介入下，CCFD 迅速在中國傳播開來，如何實際應用成為業界焦點。其技術難點在于自干擾遠

8、遠大于接收的通信信號功率，能否成功去除其影響存在疑問。歷經研究人員不懈的努力，時至今日 CCFD 已經進入 5G 標準化流程，最終消除了保守者的顧慮。CCFD 的發展可以分為工業界和學術界兩部分。前者出于商業利益滯后于后者，特別是在歐洲經濟不景氣，4G 成本回收滯后的情況下，企業對推出新技術和新系統持保守態度，且各自的研究相對保密。早期比較積極地在 3GPP 推行 CCFD 的公司有華為（北大參與）、韓國三星和 LG，并且以“靈活雙工(Flexible Duplex)”的名義嘗試用于提升傳統基站的頻譜效率，但在缺乏多數公司支持的情況下進展緩慢。直至高通公司宣布已經完成 CCFD 子帶通信原型機

9、，并提出進入 R18 標準化流程，該技術的競爭日趨激烈，開啟了 5G-6G 應用研究進程。學術界的研究則更加活躍和開放。針對 CCFD 存在的干擾問題，北京大學、電子科技大學、清華大學、西安電子科技大學、北京郵電大學、北京理工大學、東南大學、上海交通大學、哈爾濱工業大學等均開展了理論研究，其中多家高校同時開展了原型系統的研發。國內外CCFD 研究的基本情況如下。1、國內研究現狀國內研究現狀（1）北京大學北京大學2006 年 9 月，北京大學焦秉立教授和李建業（William C.Y.LEE）博士提交發明專利“一種適用于同頻同時隙雙工的干擾消除方法”1，于 2010 年獲得授權。它是早期發明專利

10、之一，其原理如如圖 2-4 所示，這一基站系統模型將發射信號和接收信號設置在同一頻點和同一時和同一時間間上。其創新性在于實現兩個獨立數據流雙向通信的構想，并提供自干擾消除方法。專利摘要如下：3/137”圖2-4北京大學專利系統模型上述專利描述了自干擾消除器、射頻自干擾消除和天線隔離的方法，這些均成為隨后研究的主要方向。同頻同時全雙工在 2008 年首次得到了重大專項的支持，其雙工形式增加了碼分雙工技術碼分雙工技術，使用收發分置的天線，將上行和下行信道分配在同一頻率同一時隙上，構成了同頻同時全雙工的雛形。由于系統采用了智能碼的相關方法，在消除自干擾的基礎上增加了碼的相關增益。團隊于 2011 年

11、研發圖 2-1 所示的同頻同時全雙工試驗樣機，實現 35dB 全雙工自干擾抑制。之后在室外完成 100 米基站同頻同時全雙工通信測試，將自干擾抑制能力提升至 80dB8。2014年實現了點對點 500 米通信，自干擾消除達 120dB 以上。4/137圖2-1 2011年北京大學研發樣機圖2-2文獻8北京大學實驗環境圖2-3北京大學室外500通信測試環境（2）電子科技大學電子科技大學電子科技大學唐友喜教授針對寬帶場景 CCFD 系統，通過多抽頭射頻域自干擾抵消技術，以最小化剩余自干擾信號功率為準則，討論各抽頭參數最優解，分析可實現的最佳自干擾抑制效果，給出了雙抽頭干擾抵消結構中抽頭參數最優解和

12、干擾抑制性能簡化表達式。電子科技大學也開展了 CCFD 技術原型系統研發，在 2013 年實現 1 發 1 收同時同頻全雙5/137工 LTE 測試床，采用 uSDR 平臺9組建，部分實驗場景如圖 2-5 所示，實驗環境為實驗室，具有多徑影響。測試驗證在天線配置為 1T1R 情況下，1.6GHz4GHz 頻率，20MHz 帶寬下，發射功率為 10dBm，天線采用圖 2-6 所示的收發分離方案，獲得 20dB 自干擾抑制度，射頻域抑制采用單抽頭耦合方案，獲得 55dB 抑制度，數字域抑制方案為干擾信號重建方案，獲得 31dB抑制度，總的自干擾抑制能力達到 91dB。圖2-5電子科技大學2013年

13、同時同頻全雙工部分實驗環境圖2-6收發天線分離模型電子科技大學在2014 年實現同時同頻全雙工 2 發 2 收 LTE測試床10，采用 uSDR 平臺9研發，部分實驗場景如圖 2-7、圖 2-8 所示，實驗環境為實驗室，具有多徑影響。測試驗證在天線配置為 2T2R 情況下，2.5GHz2.7GHz 頻率、20MHz 帶寬下，發射功率為 23dBm，空域采用自制的高隔離度同時同頻全雙工天線，獲得了 45dB 的抑制度，射頻域自干擾抑制用級聯多抽頭方法獲得 45dB 的抑制度，數字域自干擾抑制采用自干擾重構方案獲得了 40dB 的抑制度，全系統聯測獲得 115dB 的總自干擾抑制度。6/137圖2

14、-7電子科技大學2014年2發2收LTE同時同頻全雙工測試床圖2-8電子科技大學2014年2發2收LTE同時同頻全雙工測床，射頻干擾抵消板局部（3）其他研究機構其他研究機構哈爾濱理工大學在發射信號中加入 PN 序列，對自干擾信號進行估計和重建，由于 PN 序列具有良好的互相關和自相關性，可以更好地進行信道估計和自干擾抑制。華為無線通信技術實驗室采用多級自干擾消除技術，除 LOS 通信外，考慮信號多徑影響，在射頻域對多徑成分進行抵消，結合考慮數字域 IQ 不平衡的自干擾抵消，在實驗室自制設備上，20MHz 帶寬下，總干擾抑制能力達 122dB。2、國外研究現狀國外研究現狀（1）斯坦福大學斯坦福大

15、學斯坦福大學 Sachin 教授在硬件上實現 CCFD 系統，結合了射頻域干擾抑制技術和基帶干擾消除技術，降低系統對鏈路可靠性的依賴。Sachin 教授團隊提出兩發一收架構，通過大功率進行抑制，并結合射頻域和數字域干擾消除技術，將自干擾信號控制在閾值內，實驗表明自干7/137擾信號總衰減達 70dB 左右，可滿足短距離通信要求。2011 年又進行了改進，通過對信號進行反相處理和自適應消除等操作，能夠有效支撐寬帶和高功率 CCFD 系統。文獻2的單節點發射和接收通道，通過環形器共用一根天線，發射 80MHz 的 WiFi 信號進行同時同頻全雙工實驗，實驗環境如圖 2-9。射頻干擾抑制采用直接射頻

16、耦合自干擾抑制，數字干擾抑制采用干擾信號重建抑制。對于帶寬為80MHz的WiFi信號，環形器隔離度為15dB，射頻干擾抑制的自干擾抑制效果約為 63dB，數字干擾抑制的效果約為 35dB，總體抑制效果為110dB。圖2-9斯坦福大學實驗環境(2013)文獻3用三根天線實現 3 發 3 收 MIMO 同時同頻全雙工通信。其中，每一根天線通過隔離度為15dB的環形器連接一個發射通道和一個接收通道，射頻信號為載波2.4GHz帶寬20MHz的 WiFi 信號，射頻實現了 65dB 的抑制，數字實現了 35dB 的抑制，總共達到了 115dB 的自干擾抑制度，并且沒有引起頻譜泄漏。在實驗設計中，文獻3采

17、用了串聯多抽頭的方法來減小MIMO 系統中急劇增加的抽頭數量，部分實驗環境如圖 2-10 所示。圖2-10斯坦福大學實驗環境(2014)8/137（2）萊斯大學萊斯大學美國萊斯大學 Duarte 博士利用實驗演示 2.4GHz 帶寬的 WiFi 信號在 CCFD 系統中的傳輸過程，在 MIMO 系統基礎上，發射端增加一條新的發射鏈路，并根據同一節點發射信號已知的條件對自干擾信號進行重構，從接收信號中減去重構的自干擾信號，并采用空域、射頻域、數字域結合的自干擾抑制技術，實現自干擾信號衰減達 80dB 左右。萊斯大學 Ashutosh Sabharwal 團隊對自干擾消除技術進行分類，并分析技術瓶

18、頸在于發射和接收中振蕩器的相位噪聲，提出消除相位噪聲影響的數字自干擾抑制方法，獲得 9dB 性能提升。結合射頻域消除技術和數字域消除技術實現聯合消除 39dB，同時考慮天線隔離技術對信號衰減 39dB，共實現總衰減 78dB。萊斯大學在 2.4GHz 頻率、625kHz 帶寬下，測試 QPSK 信號，在天線間隔分別為10cm/20cm/40cm 情況下，自干擾抑制能力分別達 34dB/41dB/44dB。萊斯大學也采用 WARPLab 平臺進行實驗，實驗環境為實驗室，空中接口為無線傳輸，存在多徑影響，實驗信號格式為 Wi-Fi，測試驗證在 2.4GHz 頻率、10MHz 帶寬下，接收天線口干擾

19、功率在-20dBm 情況下，天線抑制能力達 20dB，射頻域干擾抑制能力達 35dB，數字域干擾抑制能力達 26dB，總干擾抑制能力達 81dB。文獻4以 WARP5為測試平臺，實驗環境如圖 2-11，參考藍牙和 WiFi 的信號設計，單節點發射天線與接收天線分離，5dBm15dBm 發射功率，20cm40cm 的本地收發天線間距，8.5m 的兩通信節點間距。實驗采用空域天線、射頻域、數字域三種自干擾抑制技術：射頻域自干擾抑制采用數字輔助射頻耦合自干擾抑制，數字域自干擾抑制采用自干擾信號重建抑制，單節點發射信號采用一根天線、接收信號采用另一根天線。三種技術不同組合的自干擾抑制性能如表 2-1

20、所示。9/137圖2-11萊斯大學實驗環境表2-1文獻4的同時同頻全雙工自干擾抑制能力干擾抑制方法收發天線間距20cm40cm天線39dB45dB天線+數字70dB76dB天線+模擬72dB76dB天線+數字+模擬78dB80dB文獻6以文獻4的測試平臺和參數設置為基礎，進一步進行實驗。針對帶寬為 10MHz的 WiFi 信號，射頻抑制效果最大為 35dB，數字抑制效果最大為 31dB，射頻與數字的聯合效果最大為 36dB。（3）加州大學加州大學加州大學提出 MIMI-OFDM 系統中時域射頻信號在發射端進行波束賦形的方法，相比傳統頻域波束方式，可以消除 OFDM 符號中 CP 部分的干擾，測

21、試顯示全雙工干擾信號在 30MHz帶寬上達到 50dB 的衰減。加州大學提出一種縫隙環雙極化天線，在 70 x70cm 尺寸下兩個天線之間隔離度達 20dB。加州大學利用安捷倫儀器搭建實驗設備，實驗環境為暗室，暗室無多徑，空中接口為無線傳輸，測試驗證在 2.4GHz 頻率、30MHz 帶寬下，射頻域干擾抑制能力達 4750dB。文獻7采用兩種結構，即單節點收發天線分離(1 發 1 收)和單節點收發同天線(收發支路采用環形器進行分離)，分別驗證了時域發射波束成形射頻域自干擾抑制方法，針對 30MHz 帶寬的信號，干擾抑制能力如表 2-2 所示。表2-2加州大學全雙工實驗結果天線方式抑制前干噪比抑

22、制后干噪比總抑制能力收發天線分離76dB26dB50dB收發共天線72dB25dB47dB（4）其他研究機構其他研究機構坦佩雷大學采用收發天線分離方案，天線間距為 20cm 情況下，自干擾抑制能力達 30dB，不會引入相位噪聲。坦佩雷大學在直接耦合射頻自干擾重建架構基礎上，通過增加額外的接收10/137通道對每個抽頭副本信號和射頻對消后反饋信號進行數字化，利用數字域算法產生每個抽頭的矢量調制器對應的調制信號，形成自動快速跟蹤信道變化的閉環射頻自干擾抑制系統。并進行了實驗驗證，收發天線隔離度為20dB，采用頻率為2.46GHz、帶寬分別為20MHz/40MHz/80MHz的 LTE 信號，射頻域

23、自干擾抑制能力分別達 48dB/45dB/41dB。俄亥俄州立大學提出模擬基帶自干擾對消技術，將一路功放輸出提取的副本信號作為射頻域自干擾重建和對消外，將另一路功放輸出提取的副本信號再下變頻到模擬基帶，進行重建，并與經過射頻自干擾對消和下變頻之后的接收信號相加進行模擬基帶自干擾對消。測試采用2.9GHz3.4GHz 頻率、500MHz 帶寬內瞬時帶寬 80MHz 的信號，空域自干擾抑制達 30dB，射頻域自干擾抑制達 30dB，模擬基帶自干擾抑制達 20dB，數字域自干擾抑制達 20dB，總的自干擾抑制能力達 100dB。紐約大學 Michael E.Knox 等人提出單天線全雙工方案，使用一

24、個圓極化雙饋源貼片天線，并使用兩個 90正交網絡和兩個環形器組成的平衡網絡來實現自干擾抑制，該方案在900930MHz 頻段下，實現 40dB 的空間隔離。弗吉尼亞理工大學測試 6m 收發天線垂直間隔條件下，80MHz 帶寬情況下，天線隔離達85dB。弗吉尼亞理工大學在 3x3 全雙工結構下，通過射頻域數字自干擾抑制技術，采用 20MHz帶寬的 OFDM 信號，自干擾抑制能力達 35dB。麻省理工學院林肯實驗室利用發射端波束賦形技術發送信號，通過 MMSE 準則對信號進行匹配濾波，獲得自干擾抑制能力達 45dB。11/137參考文獻參考文獻1Jung Il Choi,et al.Achievi

25、ng single channel,full duplex wireless communicationC/The 16th AnnualInternational Conference on Mobile Computing and Networking(MobiCom 2010).2010:1-12.2D.Bharadia,E.Mcmilin,and S.Katti,“Full duplex radios,”ACM SIGCOMM13,pp.375386,New York,USA,Oct.2013.3D.Bharadia and S.Katti,“Full duplex MIMO radi

26、os,”11th USENIX NSDI,pp.359372,Seattle,USA,Apr.2014.4M.Duarte and A.Sabharwal,“Full-duplex wireless communications using off-the-shelf radios:Feasibility andfirst results,”Asilomar 2010,pp.15581562,Florida,USA,Nov.2010.5WARPLab framework.http:/warp.rice.edu/trac/wiki/WARPLab.6M.Duarte,C.Dick,A.Sabha

27、rwal,“Experiment-driven characterization of full-duplex wireless systems,”IEEETrans.Wireless Commun.,vol.11,no.12,pp.42964307,Jul.2011.7Y.Hua,P.Liang,Y.Ma,et.al,“A method for broad band full-duplex MIMO radio,”IEEE Signal Process.Lett.,vol.19,no.12,pp.793796,Dec.2012.8焦秉立,馬猛,“同時同頻全雙工技術淺析,”電信網技術,2013

28、 年 11 月,pp.2932.9軟件無線電平臺 uSDR 詳細參數,http:/ Z.Zhang,Y.Shen,S.Shao,et al.,“Full duplex 2x2 MIMO radios,”6th WCSP,pp.16,Hefei,China,Oct.12/137三、三、CCFD 應用模式應用模式CCFD 技術將通信節點發射信號和接收信號設置在同一頻率和同一時隙上，其效果是將通信的帶寬效率加倍，而代價是通信節點的發射機信號直接泄露至接收機，導致了發射機對接收機的強大干擾，即所謂的自干擾。CCFD 可以實現 2 倍的頻譜效率增益，被認為是繼 MIMO 技術以來，唯一具有高頻譜效率增益

29、的技術。然而，由于自干擾遠遠高于接收機通信信號，我們需要將自干擾消除到噪聲功率之下，這將面臨的很大技術挑戰。它的收益巨大，同時挑戰也是巨大的。因此，其應用必將綜合需求和難度兩個因素而發展。從產業規模上看，未來 6G 天地一體化通信規模將遠遠超出了現有規模。因此，有 CCFD帶來的更新換代受到極大重視。由于現有網絡比較成熟，CCFD 將迅速進入應用階段，并為我國通信事業占據領先地位發揮關鍵性作用。1、在移動通信中的應用模式在移動通信中的應用模式（1）移動通信中移動通信中 CCFD 中繼模式中繼模式在移動通信系統中，中繼器是一種網絡設備，用于增大網絡信號的傳輸距離，其主要原理是將網絡信號放大后再進

30、行轉發。具體來說，中繼器會接收來自信源設備的信號，并放大其信號強度，然后將信號轉發給信宿。隨著頻率資源的匱乏，新增的5G系統不得不采用更高的頻率來承載通信信號（例如：3GHz以上），由于高頻率電磁波繞射性能較弱，因此，基站覆蓋盲點增多，特別是對室內用戶的覆蓋。中繼在通信網絡可以起到信號橋梁作用，是改善網絡覆蓋的有效的方法之一。在這種情況，全雙工中繼是最好的選擇。其原因在于，用戶和基站無需改變頻率和時隙分配，而且中繼的接入理論上不會增大系統多址干擾。圖3-1全雙工中繼在5G場景中的應用圖3-1 給出了一種用于室內外信號聯接的中繼場景，描繪出室內 5G信號強度不足的狀況，并提出利用全雙工中繼器來增

31、強信號的策略。中繼器的作用是把基站發射的信號同頻轉發給室13/137內用戶，而室內用戶的信號則利用中繼轉發給基站，鑒于 5G 采用的高頻信號在空間衰減較快，導致其穿透建筑物能力有限，室內 5G 使用體驗常受信號弱和速率下降的影響。所呈現的圖示中，全雙工中繼器的接收天線同時吸收來自 5G 基站的信號并向室內傳遞。然而，這一過程中需面對室內發送天線造成的自干擾挑戰。得益于墻壁的隔離效果，一定程度上可提升自干擾的抑制能力，使得在此種環境下部署全雙工中繼成為可能。隨著對自干擾抑制技術的探索和 5G 網絡的進步，全雙工中繼預計將擴大室內信號覆蓋范圍，使高帶寬應用如虛擬現實、增強現實及高清視頻流等得到更好

32、的支持，為用戶帶來更加豐富多彩的數字生活及工作體驗。（2）移動通信中移動通信中 CCFD 半雙工的混合模式半雙工的混合模式在移動通信系統中，基站覆蓋范圍大，并且與移動站之間的通信信道在頻域和時域上呈現選擇性衰落，信號的路徑損耗達到 80-100dB，多徑衰落達到 30dB。當一個節點接收信號越微弱時，實施 CCFD 自干擾消除難度越大。在技術尚未達到完美的情況下，選擇條件適合的時隙/頻點（子載波）實施 CCFD 通信，而在其他情況下退回半雙工通信是個很好的選擇。圖 3-2（a）和(b)分別給出了基于帶寬劃分和時隙劃分的混合工作模式，此時頻譜效率增益在 1 到 2之間。(a)基于帶寬劃分的混合雙

33、工模式(b)基于時隙劃分的混合雙工模式圖3-2混合雙工工作模式示意圖14/137（3）移動通信中移動通信中 CCFD 組網模式組網模式移動通信系統中 CCFD 組網具有極大的挑戰性,特別是上行信道的雙工干擾尤為嚴重，多數情況下來自鄰基站 B2B 干擾功率甚至高于本小區邊緣用戶信號 30dB。圖 3-3 中箭頭標注了一個小區遭受周邊 6 小區 B2B 干擾的情況。圖3-3多基站B2B干擾示意圖解決 B2B 干擾方案分為如圖 3-4(a)(b)所示的兩個步驟：步驟一：把基站發射機和接收機的天線在空間上分離，其中基站發射機天線放置在小區中心，采用多個接收機天線分布在小區內。步驟二：每個基站接收天線采

34、用陣列天線，利用自適應算法實現波束成形。圖3-4陣列抑制B2B自干擾示意圖將基站發射天線與接收天線陣列空間分離的目的是，利用信號路徑損耗降低本小區基站發射機對其接收機的干擾。而接收機采用陣列天線的目的如下：利用陣列形成波束的多個零點抑制本小區和鄰小區 B2B 的干擾。提高接收增益，由此降低 CCFD 移動終端的發射功率，減輕自干擾消除負擔。另外，一個小區使用多個接收陣列的目的是，防止有本小區上行用戶恰好處于一個基站天線陣列的波束零點方向，因而無法接收移動終端的信號。圖 3-4 表示接收天線陣列同時抑制 7 個基站干擾的示意圖，其中 CCFD 基站使用了 3 個接15/137收天線陣列，每個接收

35、天線陣列陣元數大于 7，并且每個陣列形成的零點對準 7 個基站，以消除它們之間的 B2B 干擾。接收天線陣列的波瓣用于接收移動終端的信號。特別需要指出的是，在抑制 B2B 干擾的同時，還可以利用其指向性提高接收移動終端信號的增益4。按照自適應陣列理論，一般而言使用 N 根天線的陣列可以抑制來自 N-1 個不同方向的干擾。如果抑制 19 個小區干擾，則需要 20 根天線陣元組成的陣列。2、低軌低軌 CCFD 衛星通信衛星通信進入本世紀以來，通信界最為引人注目的是，全球對低軌衛星通信的發展，并且迅速形成了搶占空間和頻率資源的爭奪。2004 年美國 Commercial Orbital Transp

36、ortation Services（COTS）推動航天商業化。計劃將美國 NASA 航天先進技術進行有組織的成果轉化，成為開啟美國航天事業發展的根本動力，即：利用民營資本迅速占領空間和頻率資源，及占領衛星通信服務市場。在這個過程中NASA 扮演兩個角色。一方面，不斷挑戰航天發展中新出現的困難，以保證其全球領先的地位。另一方面，它將已經基本成熟的技術以低價格轉化給商業公司，發動民營資本搶占空間和軌道資源。NASA 在放下低端技術的包袱，以求以更快的速度重點攻關新技術和新的應用。其中SpaceX 是成功典范之一。2014 年中國政府開始推動低軌衛星商業化的迅速發展，時至今日，民營航天事業得到顆蓬勃

37、的發展。至 2022 年，國務院、工信部和地方政府發布了一系列發展新一代通信技術等重要文件。中國民營企業從火箭發射到衛星運營已經構成了完整的產業和商業鏈條。而中國星網公司的成立將會以更大力度推進我們航天事業的發展。隨著一箭多星技術及火箭運載成本的大幅度下降，覆蓋地球全域，特別是對于至今仍無移動網覆蓋的 80%區域，衛星互聯網通信形成了巨大的優勢。實現這一覆蓋最具性價比的通信系統設置方案為 1.2 萬顆星。為此，中國、美國、歐洲、俄羅斯、日本等加快推進低軌星座計劃?？梢钥吹?，CCFD 非常適合在低軌衛星通信中發揮。首先，長期以來衛星通信頻率資源處于極度匱乏的狀態，CCFD 將發射信號和接收信號設

38、置在同一頻點和同一時隙上，在給定通信速率條件下，它將通信頻段縮小一倍，其次，在給定通信帶寬的條件下，它將雙向通信速率提升一倍。前者更利于避讓衛星之間的相互干擾，后者使得一顆 CCFD 衛星具有兩顆傳統衛星的通信能力。其次，目前 CCFD 技術已經達到了低軌衛星通信的要求。以海拔高度為 600 公里為例，在俯仰角為 15情況下，通信距離大約在 2000 公里范圍內。在使用 12dB 增益的星載天線和40dB 增益的地面站天線情況下，星載 CCFD 自干擾消除能力只需 125dB 以上。而星對地面的覆蓋直徑大于 500 公里。北京大學與中國空間技術研究院西安分院初次研究開發了低軌衛星對地面的關鍵技

39、術。新近與浙江時空道宇科技有限公司聯合研制的兩套 5.8GHz 與 7.025GHz 設16/137備已經通過地面 20km 測試，經第三方權威機構測試，結果表明均已達到了實際低軌衛星與地面通信的要求。實現低軌衛星通信突破，對 CCFD 進一步擴展到在飛艇、飛機和無人機具有推動作用。原因是，這類通信具有如下共同基本特征：（1）通信信道簡單，信號環境相對干凈，（2）移動通信平臺輔助設施完善（3）便于布放陣列天線，（4）地面覆蓋面積大?？梢灶A見，在高空平臺上實現 CCFD 將是 6G 系統最先突破點，讓我們期待它的成功。17/137四、四、同頻自干擾技術同頻自干擾技術1、系統系統（1）系統架構系統

40、架構現有全雙工中繼系統的系統架構可以按照以下三個層面劃分：天線類型，中繼方案和空間數據流數量。如表 4-1 所示。表4-1全雙工中繼系統架構劃分分類方式類型天線類型分離式天線共享式天線中繼方案放大轉發方案（AF）解碼轉發方案（DF）壓縮轉發方案（CF）空間數據流數量單入單出（SISO）多入多出（MIMO）全雙工技術的實用化進程中，面臨的問題和技術挑戰包括：大功率動態自干擾信號的抑制、多天線射頻域自干擾抑制電路的小型化、全雙工體制下的網絡新架構與干擾消除機制。采用基于平衡網絡的消除架構3，其電路設計方法呈現對稱的結構。此種方法通過使兩路干擾信號等幅反向，來實現自干擾的消除。圖4-1平衡網絡自干擾

41、消除架構如圖 4-1 所示，平衡網絡架構利用正交混合模塊和環形器將發射信號分為兩路等幅相位相18/137差 90 的信號，并在天線端將它們朝向空間輻射，此時，僅有少量的信號會反射回來。反射信號被環形器傳輸到第二個正交混合模塊中，得到等幅反向的反射干擾信號，經過疊加后能夠互相抵消?？傮w而言，平衡網絡架構技術可以有效解決自干擾向傳播過程中產生的干擾問題。電平衡雙工器是一種四端口器件，通過矢量模式匹配技術實現收發信號的分離。這種技術最初用于隔離有線電話中的發送和接收語音信號4，現在可廣泛應用于移動通信、衛星通信等領域。在全雙工單天線結構中5，可以用于隔離同頻的收發信號，抑制自干擾信號。電平衡雙工器的

42、四個端口 P1P4 分別連接發射端、天線、接收端以及阻抗匹配端。在端口 P1 進入的發射信號，經過一次繞組形成兩路信號，一路經過 P2 端口天線發射出去，另一路進入 P4端口，通過改變 P4 端的平衡阻抗，可以得到等幅反相的兩路信號，從而可以在 P3 端口隔離發射信號，實現單天線收發信號的隔離。該裝置因其可靠性高、能有效地消除反射干擾等特點，目前已廣泛應用于全雙工通信領域，尤其在一些高速率的數據無線傳輸系統中得到了廣泛應用。其中，變壓器抽頭比、磁通量以及鏈路阻抗匹配等參數都是影響電平衡隔離器性能的關鍵。圖4-2電平衡隔離器消除架構定向耦合器也可以作為單天線的收發隔離器6，具體結構如圖 4-3

43、所示。定向耦合器的四個端口 P1P4 分別對應發送端、天線、接收端以及反射端，發射信號通過 P1 傳輸到 P2 天線端進行發射，同時 P3 接收端會收到 P2 的反射信號以及 P1 端因隔離度有限的耦合發射信號。通過改變 P4 端口的反射系數，得到與上述干擾信號等幅反相的抵消信號，反射到 P3 端，實現單天線的同頻收發信號的隔離。19/137圖4-3定向耦合器自干擾消除架構前面提到的全雙工天線設計都不屬于寬帶天線的范疇，在天線設計領域，一些與頻率無關的天線也被提出用于全雙工通信場景。文章7提出了一種基于螺旋天線的全雙工天線設計。在文中，通過將兩組相對的螺旋臂配對到各自的 Tx 和 Rx 通道，

44、如圖 4-4 所示。螺旋的對稱性和兩臂之間 180的相位差使得信號在螺旋臂的端口處抵消，從而在 Tx 和 Rx 通道之間產生理論上無限大的隔離度。當然受限于材料以及制作工藝，實際上隔離度不會無限大，文中提出的設計實現了不小于 50dB 的收發隔離度8。圖4-4基于螺旋天線的全雙工天線設計20/137（2）全雙工系統的自干擾抑制技術全雙工系統的自干擾抑制技術全雙工系統的關鍵問題在于基站間和終端間交叉鏈路干擾的規避和抑制以及基站內自干擾的抑制，包括同運營商內部的干擾，不同運營商之間的干擾（5G 白皮書）。也可歸納為如下問題：1）自干擾問題嚴重。收發天線在一個設備上同頻同時收發的必然結果，自干擾信號

45、遠遠大于接收的有用信號。2）自干擾難以完美消除。實際中射頻硬件的非線性、對子信道和接收 SI 信號的估計誤差、各種消除技術的不完備等許多因素都會影響 SI 效果，無法完美消除。3）增加了用戶間干擾。因為所有的鄰近節點都同時發送,用戶間干擾的數量幾乎增長 2 倍，每個節點處的總干擾也有所增加。4）增加了消耗功率和復雜度。每個節點需要擁有額外的器件來消除 SI 和用戶間干擾，無疑會消耗更多的功率和資源。從設備層面來看，全雙工的核心問題是本地設備自己發射的同時同頻信號（即自干擾）如何在本地接收機中進行有效抑制。涉及的通信理論與工程技術研究已在業界全面展開，目前廣泛采用的同時同頻全雙工自干擾抑制技術主

46、要可以分為三大方面：空間域、模擬域以及數字域的自干擾抑制?？臻g域自干擾抑制是指通過天線布置等方法提高收發通道的隔離度，實現對自干擾信號的抑制，主要方法包括發射和接收（TR）分離、電磁波隔離和天線模式分集。模擬域自干擾抑制是利用發射機基帶或者射頻自干擾信號作為參考源，在接收機射頻前端產生模擬自干擾信號的副本并進行抵消。數字域自干擾抑制是利用數字自干擾信號作為參考源，在接收機數字域估計自干擾信號的多徑信道、非線性特征等參數并抑制。目前形成了空域、射頻域、數字域聯合的自干擾抑制技術路線，20MHz 帶寬信號自干擾抑制能力超過了 115dB。一種典型的自干擾抑制路線如圖 4-5 所示。圖4-5典型的同

47、時同頻全雙工自干擾抑制架構21/137隨著全雙工自干擾抑制技術的逐漸成熟，全雙工技術在中繼系統中的應用成為后續的研究熱點之一，典型的全雙工中繼系統如圖 4-6 所示，自干擾消除仍是核心技術。圖4-6典型的同時同頻全雙工中繼系統解決了自干擾，也就是單個基站自己能正常工作了，但實際部署時不可能僅有一個基站一個終端，而是多個基站要組成網絡，同時服務多個不同的終端。這就涉及到更為棘手的問題：交叉鏈路干擾。交叉鏈路干擾的消除，就需要設計對應的干擾測量機制，做到知己知彼，并傳遞已知的干擾特征，然后再通過波束零陷、干擾抑制合并等技術進行干擾消除。這個過程比單個基站內的自干擾消除要復雜，目前業界還在研究中。為

48、了能順利地邁出第一步，我們應該由易到難，循序漸進（技術路線）。首先，可以在類似智能工廠的室內有限區域部署子帶全雙工微站，功率較小，和室外宏站的隔離相對容易一些。后續，再考慮多個子帶全雙工基站之間的組網，最后嘗試去解決子帶全雙工宏站和現網大下行宏站之間的組網。隨著組網干擾問題解決的進展，產業生態也將順理成章地成熟。（3）全雙工系統的組網技術（中繼選擇，資源分配等）全雙工系統的組網技術（中繼選擇，資源分配等）從組網層面來看，全雙工釋放了收發控制的自由度，改變了網絡頻譜使用的傳統模式，將會帶來網絡上用戶的多址方式、無線資源管理等技術的革新，需要與之匹配高效的網絡體系架構。業界普遍關注和已經初步研究的

49、方向包括：全雙工基站與半雙工終端混合組網的架構設計、終端互干擾協調策略、全雙工網絡資源管理、全雙工 LTE 的幀結構等。在過去對全雙工技術的研究中，更多側重物理層的自干擾消除。隨著物理層技術的逐漸成熟，從系統角度 MAC 層和網絡層技術已經成為全雙工系統應用的關鍵，這里涉及如何與現有多址方式相結合、多中繼選擇、功率分配和分簇與路由等。（4）全雙工系統的物理層安全技術全雙工系統的物理層安全技術目前多采用上層加密算法來實現無線通信安全。該方法是基于竊聽端計算能力較弱，即破譯竊收到信息所需要的時間和資源消耗對于竊聽者來說是無法承受的前提下，利用額外信道交22/137換密鑰來實現安全通信。近年來，隨著

50、移動通信和計算機技術的快速發展，利用加密算法保障無線通信安全性能受到極大影響。相比之下，在香農信息論的理論框架下，物理層安全技術可利用無線通信中合法用戶和竊聽用戶信道的差異性、信號疊加、存在干擾和噪聲等特性實現可靠的不依賴密鑰的無線安全通信。物理層安全技術成為近年來無線通信安全領域中比較活躍的研究方向。按照所實現的功能進行劃分，物理層安全包含兩個重要方面，一是通信信息的保密，二是用戶的認證。波束成形和編碼等技術被廣泛應用到這兩方面的設計與實現?，F階段物理層安全技術主要有安全編碼技術、多天線安全技術、以及協作干擾技術三類。由于無線媒介的廣播特性，無線通信本質上是不安全的。當竊聽方位于發送節點的覆

51、蓋區域內，無線通信會話便會被竊取。傳統通信系統采用上層加密算法預防合法用戶之間的數據竊聽，但在超級計算機無論是算力還是計算量都飛速突破的今天，依靠增加運算量來獲得信息安全的加密機制風險性越來越高。物理層安全技術從信息論的角度出發，利用無線信道的物理特性來保證無線傳輸的安全性。1975 年，Wyner 在9中引入竊聽信道作為物理層安全的基本框架，并提出保密容量這一概念，保密問題涉及三個節點：發送端(Alice)、合法接收端(Bob)和竊聽者(Eve)，Alice 希望在 Eve 無法譯碼的情況下與 Bob 進行通信。人工噪聲輔助安全是當前物理層安全技術中的一項重要研究類別，早期出現于文獻10中。

52、該方法通過多個發射天線或合作節點生成人工噪聲(Artificial Noise,AN)，并注入到 Bob 的MIMO 信道的零子空間中，從而在不影響 Bob 信道的情況下削弱 Eve 的信道。然而，該方案存在以下固有問題：(a)發送端需要 Bob 的信道狀態信息(Channel State Information,CSI)，向發射機反饋 CSI 將占用一定的信道資源；(b)如果發射機獲取的 Bob 的 CSI 存在偏差，則 AN 很可能泄漏給 Bob，從而降低其信噪比。當 Eve 試圖扮演 Bob 并將自己的 CSI 反饋給 Alice 時，該問題將更嚴重。(c)如果存在多個串通的 Eve，或

53、者 Eve 為多天線且天線數超過了 Alice 的天線數量，則 Eve 可以在已知 CSI 的情況下計算并消除 AN。為克服上述問題，文獻11提出了一種基于 CCFD 實現的新型人工噪聲輔助安全方案。與傳統在發射端添加 AN 的方式不同，該方法中 AN 由合法接收者 Bob 產生，如圖 4-7 所示。Bob 為全雙工節點，可在接收 Alice 信號的同時發送 AN 以惡化竊聽者的信道，同時該 AN 信號對于全雙工節點 Bob 已知，因此可以被抵消。該方法具有以下優點：(a)Alice 不需要 CSI，無需反饋信道，從而節省了帶寬資源，傳統方案中 CSI 的不精確導致 AN 泄露這一問題也得以解

54、決，系統魯棒性提高；(b)AN 既可以由多個天線產生，也可以由單天線產生，與現有的必須采用多天線發射機的方案相比更具有普適性；(c)該方法無需假設 Eve 的天線數小于 Bob，即使 Eve 上有大量的天線或者存在多個串通的 Eve，由于他并不知道與 Eve 之間的 CSI，所以AN 仍然很難被完全消除；(d)該方法可與發射機波束賦形方案相結合，進一步提高保密能力；(e)該方法尤其適用于接收機性能優于發射機的情況（例如接收機為基站）；(f)當 Eve 與 Bob 距離較近時，該方案效率更高。23/137圖4-7人工噪聲輔助的安全通信基于 Wyner 的安全容量概念可知，只要保證合法收信者 Bo

55、b 的信噪比始終高于竊聽者 Eve，使系統的安全容量大于 0，那么就能實現絕對安全的保密通信。在無線通信系統中，由于無法保證在無線環境的任何位置，Eve 的 SNR 都低于 Bob，因此無法保證通信的絕對安全。因此，文獻12介紹了一種在有線系統中實現絕對物理層安全的通信方案，系統結構如圖 4-8 所示。圖4-8有線安全通信系統結構圖 4-8 中 Alice 希望通過長為度為的導線向 Bob 發送信號()，Eve 在導線的處進行竊聽，有 0 。該系統與傳統通信系統的不同之處在于，在 Bob 的接收機前端分別加進了一個 AN 發生器和一個 CCFD 系統中所使用的干擾消除器，前者用于向線路中釋放

56、AN 以干擾Eve，后者用來消除 Bob 的接收機中混入的 AN，使 Bob 順利接收目標信號()。根據圖 4-8 的釋放噪聲原理，北京大學設計并制造了雙向通信的保密電話，該電話可以直接與標準的電話交換機連接，使得竊聽者無法竊取通話雙方的內容。研制的電話機采用在信號的接收端釋放人工噪聲，然而巧妙地利用了加強傳統電話兩線-四線轉換的雙工功能，在將雙向通信設置在載波頻點分別為 200KHz，400KHz，帶寬 30Khz，設計原理圖見圖 4-9。24/137圖4-9保密電話設計原理圖Alice 端發出的語音信號首先經過中繼接口模塊進行處理，然后通過 AD 芯片（AD9226）將語音信號轉化為數字信

57、號，傳輸給 FPGA（Intel Cyclone V 5CEFA5）進行處理。FPGA 會生產成偽隨機序列，并將其上變頻到高頻載波處，同時將基帶語音信號上變頻到低頻載波處，然后將上變頻后的語音信號和噪聲信號按比例疊加。疊加后的信號經過 DA 芯片（AD9767）轉換為模擬信號，并通過硬件上的放大和濾波電路將信號轉換為差分信號。最后，通過二四線轉換電路將差分信號發送給交換機。圖4-10保密電話實物圖保密電話實物圖如圖 4-10 所示。語音信號經過交換機發送到 Bob 端的過程中，差分信號同樣經過 Bob 端的二四線轉化電路、放大電路和濾波電路將差分信號轉化為單端信號。隨后，經過AD芯片采集并傳輸

58、給FPGA進行處理。FPGA會對接收到的語音信號進行低通濾波處理，去除疊加的高頻噪聲，并進行包絡檢波以恢復原始語音信號?；謴秃蟮恼Z音信號經過 DA 芯片發送至用戶接口模塊，并最終到達 Bob 端。Bob 端發出的語音信號也會經過類似的過程到達 Alice 端。不同之處在于 Bob 端的 FPGA25/137將基帶語音信號上變頻到與 Alice 端噪音信號相同的高頻載波處，而噪音信號則是上變頻到與Alice 端語音信號相同的低頻載波處，以確保在同一信道傳輸時語音和噪音仍然能夠正常疊加。同時，Alice 端的 FPGA 會對接收到的語音信號進行高通濾波處理，以去除疊加的低頻噪聲，并進行包絡檢波以恢

59、復原始的語音信號，最終恢復后的語音信號會到達 Alice 端。試驗結果證實，可以完成 40dB 隔離度，實現安全保密語音通話。2、環形器環形器衛星通信系統主要包括地面通信站和通信衛星，利用衛星作為中繼站來轉發無線電波，從而實現兩個或多個地面通信站之間的通信。發送信息時，發射信號經環形器送至天線，由大型天線將微波信號定向發出，送至預定軌道的通信衛星，由衛星對信號進行中繼傳輸，送至其他地面通信站點。接收信息時，由其他地面站發送的信息，經由通信衛星中繼，送至地面通信站接收，接收信號從天線進入，經過環形器進入接收通道。衛星通信地面站天線都是以一定角度對空放置，天線通常巨大，具有良好的定向性能，以最大限

60、度的減小地面干擾信號的影響。但由于天線存在副瓣，地面干擾信號會通過副瓣進入接收系統。圖4-11地面干擾信號抑制系統示意圖對此干擾信號可采用外加地面干擾接收天線的方法予以消除。該地面干擾信號抑制系統由專利1給出，示意圖如圖 4-11 所示。主要包括環形器、收發天線、地面干擾接收天線、對消信號產生單元、加法器等模塊。其中環形器使信號單向環形傳輸，用于隔離發射與接收信號；26/137收發天線是地面通信站發射與接收共用天線；地面干擾接收天線用于接收地面干擾信號；對消信號產生單元包括濾波器、幅相調整電路、對消剩余檢測等模塊，用于產生與接收支路地面干擾信號相似的對消信號，并完成對消剩余檢測、對消信號自適應

61、調整等功能；加法器用于完成對消信號與接收支路地面干擾信號的對消。通過外加地面干擾接收天線提取地面干擾信號，并將此信號送入對消信號產生單元，生成與接收通道中的地面干擾信號相似的對消信號，在接收通道中完成對消，以消除地面干擾信號。同時，在接收支路建立了反饋電路，當對消信號與接收支路中的地面干擾信號對消不完全時，對消剩余經接收支路提取，可自適應調整對消信號產生單元，改善對消信號的輸出，直到得出滿意的對消效果。環形器是一種被廣泛用于射頻領域、雷達系統以及衛星通信中的無源器件，它能夠將高頻信號在多個端口之間單向傳輸，方向順序固定不可反向。環形器通過靜偏磁場實現其收發信號之間的隔離功能，其能夠使一個端口的

62、信號僅朝著一個特定的方向傳輸，從而保護其它端口不受到干擾。環形器基于鐵氧體旋磁材料的特性，能夠實現高頻信號的單向傳輸。當高頻波場通過環形器時，在恒定磁場下，鐵氧體表現出旋磁特性，使得極化旋轉的電磁波會在環形器中產生不同的極化平面。通過合理的設計，可以使特定方向上的電磁波極化平面垂直于接地電阻性插板，只有少部分能量被吸收，而與之相反的方向上兩平面平行，大部分能量被衰減掉。利用這種原理，可以實現在環形器中讓信號只沿著一個方向進行傳輸。圖4-12環形器原理在全雙工的單天線收發結構中，環形器可以很好地利用單向傳播的特性，實現收發信號的隔離。在文2中，采用環形器作為單天線收發的隔離裝置，如圖 4-12

63、所示，三端口的環形器分別與發射端口、天線和接收端口相連。在該結構中，發射信號可經由環形器傳輸至天線并發射；而天線接收到的信號經過環形器耦合進入接收端口，其中包括發射信號耦合進入接收端口中形成的自干擾信號。本文中，通過環形器實現了 15dB 的自干擾信號隔離。單天線環形器的27/137隔離性能要低于天線分離的結構。環形器的隔離度與加工工藝、信號帶寬相關，在窄帶寬指標時可以設計出隔離度更高的環形器，但總體而言，環形器提供的隔離度難以突破 25dB，限制了在同時同頻全雙工領域的應用。圖4-13基于環形器的單天線架構示意圖磁性環形器體積偏大不易于集成，在過去的幾年里，對非磁性循環器的研究激增?；贑M

64、OS 的非磁循環器自誕生以來，其性能已經顯著提高，新型的基于 CMOS 工藝的非磁性環形器與傳統磁性環形器之間的差距，尤其是是在線性和功率處理方面的差距，正在縮小，為單天線同時同頻全雙工系統的小型化鋪平了道路。3、單天線單天線 CCFD 終端終端全雙工系統的天線一般采用收發天線分離的結構。近年來也有一些研究使用單根天線進行全雙工收發的方法。此時需要一個三端口的隔離器將發射端口、接收端口和天線端口三者連接起來，這種專用的隔離器通常叫做環路器（Circulator）。環路器的結構如圖 4-14 所示，其中端口 1 用來連接發射機，環路器允許該端口的信號通過 1-2 的通路傳導給收發共體天線，同時該

65、天先接收遠端的目標信號再通過鏈路 2-3 傳到給接收電路。環路器對從端口 1 到端口 3的信號具有抑制作用，但抑制能力有限。測試表明，環路器一般可以提供 15dB 的干擾隔離能力，這影響了環路器在 CCFD 系統中的應用。28/137圖4-14環路器自干擾消除方法4、雷達發射信號的消除雷達發射信號的消除同頻自干擾抑制技術的研究始于上個世紀中期連續波（CW）模式雷達系統的需求，不同于脈沖式雷達，CW 模式雷達需要在發射連續波的同時接收反射信號，必須通過某種方式抑制同頻自干擾。從這個意義上說，連續波雷達與 CCFD 無線電系統非常相似。5、全雙工系統與毫米波全雙工系統與毫米波 MIMO 的結合的結

66、合按照所實現的全雙工中繼與毫米波技術的結合可以進一步提高系統頻譜效率和覆蓋范圍。全雙工毫米波中繼可以作為無線回程應用于由小基站組成的網絡中。毫米波回程也應用在城市環境中的毫米波中繼輔助的回程網絡中，在網絡中連接不同的基站。目前在毫米波波段下的全雙工自干擾消除技術亟待發展，現有相關自干擾技術可以實現總計超過 70dB 的自干擾抑制。除了傳統微波系統下的直射路徑（Line of Sight，LOS）自干擾以外，毫米波的高增益天線波束在經過散射后還會引起額外的非直射路自干擾。對于點對點全雙工毫米波系統，可用近場傳播模型來描述直射路徑自干擾，通過增加射頻鏈路的數量，波束形成自干擾消除可以獲得更好的性能

67、。全雙工和毫米波通信都是高能量消耗的通信方案。在 60GHz 下，毫米波系統的漏極效率要比微波段 2.4GHz 更低，漏極效率僅有不到 25%。此外，由于毫米波系統的短波長，其電路功率消耗也更大。在全雙工通信中，自干擾消除需要額外的模擬域和數字域自干擾消除元件，但其仍可以獲得比半雙工系統更高的能量效率。因此，全雙工毫米波中繼系統的能量效率也是系統的重要評價指標。全雙工毫米波中繼的能量效率，需要對一級自干擾消除、二級自干擾消除和半雙工中繼進行了分析，其中二級自干擾消除的性能更優并且具有相對較松的最大傳輸功率約束。隨著 5G 的發展以及對高傳輸速率需求的增加，毫米波通信已經成為提升系統性能的關鍵技

68、術之一。毫米波中繼可以在實現高速率傳輸的同時拓展系統的覆蓋范圍，但現有的全雙工毫米波中繼系統混合預編碼設計的相關研究較少?，F有工作在對全雙工毫米波中繼系統進行29/137預編碼設計時，對全雙工毫米波中繼節點進行了無自干擾的理想中繼條件假設，忽略了全雙工系統基本的自干擾問題。目前對全雙工毫米波自干擾消除的混合預編碼研究主要在點對點通信系統中，通過預編碼設計對全雙工自干擾進行抑制，而中繼系統中的干擾消除混合與編碼設計問題亟待解決。毫米波通信和全雙工技術都具有較高能耗，尤其是當系統天線規模較大時，毫米波系統的能耗急劇增加，但現有研究在對能量效率進行優化時并沒有考慮到對系統頻譜效率。針對全雙工毫米波中

69、繼系統中未考慮全雙工自干擾的問題，以點對點通信自干擾消除方法為基礎，目前有全雙工毫米波中繼解耦和聯合干擾抑制預編碼設計方法，旨在對全雙工毫米波中繼系統中全雙工自干擾進行抑制。在配置大規模天線的條件下，基于毫米波大規模 MIMO 天線響應向量的漸近正交性，對大規模 MIMO 條件下的全雙工毫米波中繼系統的漸近特性進行理論研究，分析大規模 MIMO 對系統中不同干擾及噪聲的抑制能力，并且提出在不同天線配置下的功率收縮方案。30/137參考文獻參考文獻1馬猛，焦秉立，段曉輝，張建華.一種用于衛星通信系統消除干擾的方法，專利號：CN201610848789.5P.2018-04-03.2Bharadi

70、a D,McMilin E,Katti S.Full Duplex RadiosJ.Acm Sigcomm Computer Communication Review,2013,43(4):375-386.3Knox M E.Single antenna full duplex communications using a common carrierC/WAMICON 2012 IEEEWireless&Microwave Technology Conference.2012:1-6.4Laughlin L,Beach MA,Morris KA,et al.Optimum SingleAnt

71、enna Full Duplex Using Hybrid JunctionsJ.IEEE Journal on Selected Areas in Communications,2014,32(9):1653-1661.5Laughlin L,Beach MA,Morris KA,et al.Electrical balance duplexing for small form factor realization ofin-band full duplexJ.IEEE Communications Magazine,2015,53(5):102-110.6Kim W,Lee M,Kim J

72、,et al.APassive Circulator with High Isolation using a Directional Coupler forRFIDC/2006 IEEE MTT-S International Microwave Symposium Digest.2006:1177-1180San Francisco,CA:IEEE,2006:1177-1180.7Etellisi EA,Elmansouri M A,Filipovic D S.Wideband Monostatic Simultaneous Transmit and Receive(STAR)Antenna

73、J.IEEE Transactions onAntennas and Propagation,2016,64(1):6-15.8Kolodziej K E.In-Band Full-Duplex Wireless Systems HandbookJ.9A.D.Wyner,“The wiretap channel,”Bell Syst.Tech.J,vol.54,pp.13551387,1975.10 S.Goel and R.Neg,“Guaranteeing secrecy using artificial noise,”IEEE Trans.Wireless Commun.,vol.7,p

74、p.21802189,2008.11 W.Li,M.Ghogho,B.Chen and C.Xiong,Secure Communication via SendingArtificial Noise by theReceiver:Outage Secrecy Capacity/RegionAnalysis,IEEE Commun.Lett.,vol.16,no.10,pp.1628-1631,October 2012.12 S.Liu,M.Ma,Y.Li,Y.Chen and B.Jiao,An Absolute Secure Wire-Line Communication MethodAg

75、ainstWiretapper,IEEE Commun.Lett.,vol.21,no.3,pp.536-539,March 2017.31/137五、五、技術應用場景技術應用場景本章將綜合 CCFD 技術作用、效率和實際應用討論實際場景的突破，以描述其技術發展重點方向和規劃。1、通感一體化通感一體化為避免 CCFD 節點之間的同頻干擾，通感一體化(ISAC)是解決方案之一。目前業界關注度較高的通感一體化技術，是將感知和通信功能在同一硬件平臺中進行聯合優化，是學術界和工業界都非常關注的技術方向。通信感知一體化節點在發送通信數據的時候，需要同時檢測自身發射信號打在目標上的回波信號，從而實現無線感

76、知的功能。由于信號往返傳播時延較短，回波信號的到達時間將會處于發射符號內。這將要求基站具備同時收發的能力，需要支持同時同頻的全雙工模式，因此同時同頻全雙工是通感一體化應用的關鍵使能技術。當全雙工和通感一體化技術結合使用時，將激發大量全新的全雙工和通信感知一體化應用。例如用于智能家居，醫療健康，智能工廠，車聯網，無人機，動作識別等方面。2、集成接入回傳集成接入回傳(IAB)未來的蜂窩網絡預計將高度密集，以支持擴大覆蓋范圍和容量擴展，在 3GPP NR Release16 中已經支持 IAB 技術，通過 IAB 節點的方式對業務數據進行轉發。傳統的 IAB 節點都是半雙工的，回程鏈路和接入鏈路占用

77、相同的頻譜，但是通過半雙工的方式傳輸，也就是說，回程鏈路和接入鏈路占用不同的時域資源或者頻域資源，對于無線資源并沒有進行充分的利用。同時同頻全雙工技術可以支持 IAB 節點的回程鏈路和接入鏈路同時進行傳輸，可以將頻譜資源利用率提高一倍，并且還可以降低端到端和反饋時延。3、同頻組網同頻組網無線網絡在不斷的進行發展和變革，全雙工通信技術也逐漸的成為一個成熟的概念和活躍的研究領域，以上討論的應用場景目前都屬于全雙工通信的研究方向。但是從產業實現的角度去看，同時同頻全雙工需要克服基站的自干擾和相鄰基站之間的干擾，考慮到該技術的實現限制需要較高的自干擾消除能力，當應用于小功率基站時對于自干擾消除能力的要

78、求也相對要小，因此同時同頻全雙工的最先應用場景應優先考慮實現復雜度更小的低功率的發射節點，比如低功率的小基站，低功率的中繼節點，或者無線局域網等。此外，考慮基站側的32/137升級改造通常比較容易推動，而終端產業鏈的普及則要更為滯后一些，全雙工技術的應用將優先支持基站側的實現，終端側可以從半雙工慢慢向全雙工進行過渡。在 2016 年時北京大學基于 WiFi 協議的同頻組網系統演示成功，演示系統包括兩個覆蓋半徑為 15m 的小區，一個全雙工移動站，證明了在無線局域網中部署同時同頻全雙工是可實現的。4、子帶全雙工子帶全雙工對于子帶全雙工，目前 5G NR Rel-18 正在進行相關的研究，主要是基

79、站側使用子帶全雙工，終端側半雙工?；?Rel-18 的研究結果，子帶全雙工技術可能在 Rel-19 寫入 3GPP標準，最早可能在 2026 年應用于產品。目前 3GPP 的研究中評估的場景主要包含在 FR1 的室內熱點場景和市區宏站覆蓋場景，在 FR2-1 的室內熱點場景和密集城市宏覆蓋場景。多數公司的系統評估結果表明子帶全雙工的增益主要是在上行，對于下行在不同場景下的性能不同，但是多數場景下下行業務的性能存在損失，因此子帶全雙工主要用于需要大上行和低時延的場景，可能包括工廠自動化，醫療健康，車聯網等。5、移動的星載平臺移動的星載平臺實現星載 CCFD 衛星通信可以將頻譜效率提高一倍，這里

80、衛星位置垂直地面接收站處地平面，是接收信號最佳位置（大致為 600 公里）。而衛星與地面站連線接近掠射情況下（俯仰角為 20 度，通信距離為 2000 公里），接收條件最差。掠射場景通信是技術突破的關鍵。33/137六、六、產業發展現狀產業發展現狀FDD（頻分雙工）和 TDD（時分雙工）是從 3G 到 5G 的兩種主流的雙工方式。其中FDD 采用兩個對稱的頻譜同時進行發送和接收，中間通過保護頻段來隔離，但是在上下行業務量不對稱時，頻譜利用率偏低。TDD 是在同一個頻譜上通過不同的時隙進行發送和接收，其上行和下行傳輸無法同時進行，上行和下行之間需要轉換間隔，但是 TDD 無需對稱頻譜資源，并可靈

81、活設置上下行資源比例，適配非對稱的業務需求，然而上下行轉換會帶來額外的傳輸等待時延，同時上行資源在時域上不連續也會造成上行覆蓋受限。隨著數智化社會的加速發展和行業應用的豐富，工業場景（如智慧工廠、智能制造）以及XR、元宇宙等業務對5G提出了極致低時延和超大上行需求，其中端到端時延不高于10ms，部分業務要求端到端時延不高于 4ms，上行速率要求幾百 Mbps 甚至上 Gbps1。TDD 頻譜帶寬大速率高，但是存在較大的傳輸等待時延，上行吞吐量受限、覆蓋受限等瓶頸問題，無法滿足日益發展的 5G 業務對極致低時延和超大上行的需求。同頻同時全雙工（CCFD）可以有效提高頻譜利用率，滿足不同業務的對于

82、上下行流量的差異化需求，是未來 6G 系統的重要候選技術。6G 系統在初期很可能部署在中高頻段，采用多天線和波束賦形技術，站內和戰間的隔離度稿，有利于同頻同時全雙工部署。目前產業界對于全雙工的研究和實現主要集中在子帶不重疊（Subband non-overlappingfull duplex,SBFD）的全雙工研究，即在基站側的一個 TDD 載波上，上行傳輸和下行傳輸在不同的頻域資源上分開，終端側為半雙工。3GPP Rel18 開展了 Duplex enhancement 研究項目，其中包括 SBFD 和 dynamic TDD 的增強兩個部分，當前正處于評估階段，對于子帶全雙工技術的應用場景

83、和可行性尚未達成一致。中國移動主導提出并推動 3GPP 立項研究子帶全雙工 SBFD 技術。子帶全雙工又稱時頻統一全雙工 UDD（Unified time and frequency Division Duplex），是指基站在同一個頻譜內的不同子帶上分別同時進行發送和接收。子帶全雙工技術結合了 TDD 和 FDD 的優勢，無需對稱頻譜資源，同時可以降低傳輸等待時延和提升上行覆蓋性能。相比同時同頻全雙工CCFD，子帶全雙工無法實現頻譜效率的倍增，但是上下行子帶的頻率隔離降低了自干擾消除的難度，子帶全雙工是邁向同時同頻全雙工的關鍵一步。34/137頻分雙工FDD時分雙工TDD同時同頻全雙工CCF

84、D子帶全雙工SBFDSBFD 技術可以拓寬 5G 融合應用的行業廣度和業務深度，助力 5G+工業互聯網支持用戶級服務定制能力（如確定性低時延、和大上行等通信能力），滿足千行百業的核心生產業務需求。SBFD 技術還具有很好的前向兼容性，即只需基站升級支持 SBFD 工作模式，但不改終端，實現 R15 靈活時隙配置的存量 5G 終端可以無感知地接入 SBFD 網絡，初步享受全雙工技術帶來的用戶級服務定制能力增益。2022 年 12 月，中國移動聯合中興通訊和高通在西安完成了業界首個 5G 子帶全雙工（SBFD）技術驗證，測試驗證了單站實驗室場景下 5G TDD 測試終端（TUE）的射頻直連性能。測

85、試采用中興通訊推出的業內首款子帶全雙工微站產品，測試顯示基于單載波和測試終端的單用戶上行吞吐量可達 1.47Gbps，同時端到端時延降低至 3.9ms。2023 年 5 月，中國移動聯合中興通訊，在浙江億太諾氣動工業有限公司的生產車間完成子帶全雙工技術的首次外場驗證。驗證結果顯示在單站工廠外場空口環境下，單個 TDD商用終端上行吞吐量可達 672Mbps，同時空口端到端時延最低可達 5.3ms。2023 年 9 月，中國移動聯合中興通訊和明珞裝備，在廣州完成了業界首個 5G-A 工業現場網預商用驗證，涉及產線數采、數字孿生和工業現場網承載產線核心生產業務。測試顯示在單站實驗室空口環境下，采用

86、5G-A 的 SBFD 和 UE 聚合技術后，TDD 商用終端的上行吞吐量超 600Mbps,端到端時延最低可達 5.3ms,時延可靠性可達 10ms99.99%，可充分保障同時存在上行大帶寬、低時延、高可靠的多業務并發場景下核心生產業務的穩定高效運行，滿足產線高節拍、高柔性的需求。35/1372023 年 12 月，中國移動聯合中興通訊，在中國移動研究院協同創新基地 5G-A 實驗室和中興通訊西安實驗室共同完成子帶全雙工技術極致性能驗證。測試顯示在單站實驗室空口環境下，單個 TDD 商用終端上行吞吐量超 650Mbps，且綜測儀模擬 PLC 業務的端到端時延可靠性可達 5.1ms99.999

87、%，可充分保障同時存在上行大帶寬、低時延、高可靠的多業務并發場景下核心生產業務的穩定。子帶全雙工技術處于原型機驗證和增強研究階段，主要包括空口性能和組網干擾問題，如：站內自干擾，站間互干擾，異運營商間干擾和終端間干擾，以及與現有系統和網絡的兼容問題。當前 SBFD 全雙工產業鏈中包括華為、中興、高通、三星、Kumu 等公司在進行積極的研究，開展芯片化、樣機試驗。芯片化方面，2022年3月KUMU推出業界首款提供實現5G-Advanced子帶全雙工（SBFD）功能所需自干擾消除（SIC）技術的全雙工芯片。這是一種高線性度、高動態范圍和高度集成的射頻集成電路（RFIC）解決方案，被命名為“Came

88、lot RFIC”，其具有非常小的占位面積（4.5mm4.5mm）和最小的電流消耗（大約 1 mAmp）；因此可以被輕松集成到 5G 大規模MIMO 無線電單元（RU）中；當與波束歸零技術結合使用時，它可以在發射和接收天線單元之間提供高達 100 dB 的隔離?！緃ttps:/ 樣機方面，當前華為已經開展全雙工樣機的試驗，包括同頻全雙工和子帶全雙工樣機的實驗?！緃ttps:/ 80dB 的收發天線隔離度。對于同頻同時全雙工（CCFD），國內在芯片、器件方面的技術研究剛起步，尚無全雙工相關產品發布的公開消息。根據 IMT2030 全雙工工作組的報告，電子科技大學、華為、中興、三星、北京大學都分別

89、完成了原型樣機的單站驗證。在頻譜政策方面，目前頻譜在使用上目前只有 FDD 頻譜和 TDD 頻譜，無委還沒有分配可以支持全雙工的頻譜。政策支持上還需要新的政策才能使用全雙工。CCSA 頻譜工作組在 2023 年初成立TDD 頻率子帶全雙工全球共存研究和相關法規現狀調研研究項目，開展全雙工頻譜方面干擾工程、法律法規方面的研究。包括：全球 TDD頻率時間和幀結構同步要求等法規現狀、國際標準化組織對于子帶全雙工技術的相關共存研究進展。該項目計劃時長兩年，預計 2025 年 2 月份完參考文獻參考文獻【1】中國移動，5G 大上行能力在行業數字化中的價值白皮書，202037/137七、七、國際標準制定及

90、專利國際標準制定及專利3GPP 于 2022 年 8 月至 2023 年 12 月開展了 Rel-18 版本子帶全雙工 SBFD（SubBandnon-overlapping Full Duplex）的研究項目（study item），由中國移動擔任該項目報告人。該研究項目主要評估了子帶全雙工在不同部署場景下的技術可行性和網絡性能，同時研究了干擾管理方案、系統流程設計、射頻指標等。中國移動同時作為主編發布了該項目的研究報告3GPP TR 38.858，為后續的標準制定工作奠定基礎。1、國際標準制定國際標準制定子帶全雙工已在 3GPP R18 立項，目前正處于 SI（Study Item）階段，

91、理論和工程技術研究已全面展開。中國移動牽頭子帶全雙工技術的標準化，并將其打包到了 UDD（UnifiedDivision Duplex，統一雙工）系列技術中，其中 S-UDD（Single carrier UDD，單載波 UDD）就指的是子帶全雙工。三星也類似，將該技術包裝成了 XDD（cross division duplex，交叉雙工）。雖說目前的研究已經取得了一定的進展，但該技術離正式商用還比較遙遠。按照 R18研究，R19 標準化的節奏，相關協議預計要到 2025 年才會凍結，商用預計要到 2026 年以后。在實現了上述子帶不交疊的子帶全雙工之后，更進一步，讓子帶之間有所交疊，研究怎樣

92、讓交疊之處的少量頻譜實現同時同頻全雙工，最后，將推進整個載波向同時同頻全雙工邁進。這是個循序漸進的過程，整個路線如圖 7-1 所示。圖7-1雙工技術路線示意圖38/137（1）潛在部署場景潛在部署場景3GPP SI 階段識別出 3 種典型的 SBFD 網絡部署場景，如圖 7-2 所示，包括：1)非共存情況(non-coexistence case)：同運營商同頻 SBFD 部署，且所有基站的 SBFD 子帶配置相同；2)同信道共存情況(co-channel co-existence case)：同運營商 SBFD 與 TDD 同頻共存部署，且宏站采用靜態 TDD，室內小站采用 SBFD；3)鄰

93、道共存情況(adjacent-channelco-existence case)：異運營商 SBFD 與 TDD 鄰頻共存部署。(a)非共存情況(b)同信道共存情況鄰道共存情況圖7-2SBFD網絡典型部署場景（2）子帶自干擾分類子帶自干擾分類多 SBFD 基站組網場景下，不同基站在不同的子帶上的傳輸方向不同，因此與傳統 TDD組網相比，SBFD 組網會存在更加多樣的干擾類型，包括如圖 7-3 所示的最多 11 種干擾，包括：-基站自干擾(SI)-基站-終端下行同頻子帶內干擾-終端-基站下行同頻子帶內干擾39/137-(小區間)非共站基站間同頻子帶內 CLI(cross-link interfe

94、rence)-(小區間)共站扇區間同頻子帶內 CLI-(小區間)終端間同頻子帶內 CLI-(小區間)非共站基站間同頻子帶間 CLI-(小區間)共站扇區間同頻子帶間 CLI-(小區間/小區內)終端間同頻子帶間 CLI-基站間鄰頻 CLI-終端間鄰頻 CLI圖7-3SBFD網絡干擾類型其中，為基站自干擾；和為傳統的蜂窩網絡中的鄰小區同頻干擾；和為基站間(gNB-gNB)的交叉鏈路干擾 CLI，主要是施擾基站(aggressor gNB)的下行傳輸對受擾基站(victim gNB)的上行接收造成的干擾，其中，為同頻子帶內 CLI，為同頻子帶間 CLI；和為共站部署的多個扇區之間上下行傳輸的 CLI，

95、其中，為同頻子帶內 CLI，為同頻子帶間 CLI；和為終端間(UE-UE)的 CLI，主要是兩個終端距離較近，施擾終端(aggressor UE)的上行發射對受擾終端(victim UE)的下行接收造成的干擾，其中，為同頻子帶內 CLI，為同頻子帶間 CLI；和異運營商間的相鄰信道 CLI。傳統 3GPP 干擾模型理論和系統級仿真中僅針對同頻干擾()和異頻載波間干擾()進行建模和射頻指標分析，尚無自干擾()和子帶間非線性()的干擾模型。針對上述問題，3GPP Rel-18 SBFD SI 階段完成了 3GPP 有史以來最復雜最精確的干擾建模工作，提出了自干擾()和子帶間非線性()的干擾模型，并

96、且更新了異頻載波間干擾40/137()模型，為全雙工技術構建了完備的干擾基礎理論分析體系,為未來進一步實現同時同頻全雙工奠定了基礎。干擾模型詳情可參考 3GPP SBFD 技術報告 TR 38.858 第 A.2 節。（3）自干擾抑制技術自干擾抑制技術為了消除基站自干擾()，可考慮如下自干擾抑制技術，如圖 7-3 所示，主要包括：-空間域空間域：天線隔離天線隔離(antenna isolation)：主要用于消除來自 DL sub-band 的 Tx powerlevel 和 leakage，天線隔離主要通過 Tx 和 Rx 陣列之間的隔離距離實現，此外 Tx 和 Rx 的波束賦型也會影響最終

97、的 antenna isolation，部分公司也提出了通過額外增加隔離材料或者 RF choke 的方式提高隔離度。其中 inter-sector 的antenna isolation 跟具體的部署環境有關，例如增加不同扇區間的隔離距離或者增加隔離材料需要考慮 weight,wind-load,weather resistance 等因素；發射零陷濾波發射零陷濾波(Tx beam nulling)：通過 AAS 基站天線自由度實現在干擾源方向的 beam nulling，但是該方法可能會影響正常的 DL EIRP 以及影響 MIMO表現；-射頻域射頻域：模擬干擾消除(Analogue int

98、erference cancellation)。主要通過采集發送側干擾信號（包括 DL-subband signal and leakage 信號）、反饋給接收側，并從接收信號中減掉實現干擾消除。理論上該方法需要將每一個發射機鏈路反饋給每一個接收機鏈路，也即復雜度=發送機和接收機鏈路之乘，但部分公司提出可以將復雜度降低到兩者之和。此外模擬干擾消除還需要考慮環境散射、反射的干擾信號消除；-數字域數字域：數字干擾消除(Digital interference cancellation)。在數字域實現刪除干擾信號的方式，該方法需要評估發送和接收間的 coupling 以及 distortion；-頻

99、域隔離頻域隔離：發射機泄漏抑制(Suppression of transmitter leakage)。主要由于 OFDM符合頻譜擴展（spectrum widening）以及 RF 互調產物產生，其中 OFDM 頻譜擴展可以通過數字濾波器進行降低，非線性產物主要通過 CFR 以及 DPD 算法實現抑制；41/137圖7-4SBFD基站自干擾抑制技術RAN4 分析了不同基站類型的自干擾抑制能力(RSIC residual self-interference calculation)，主要分析結論見表 7-1表 7-3，例如，FR1 皮站殘余自干擾可以比噪聲低 6dB，使得靈敏度惡化小于等于 1

100、dB；但對于 FR1 宏站，公司觀點存在一定分歧。詳情見 TR 38.858 第 9.29.4節。42/137表7-1FR1宏站(FR1 WA BS)自干擾抑制能力CompaniesSamsungEricsson HuaweiHuaweiQualcomm CATT NokiagNB Txpower(dBm)49534753494954requiredRSIC budget(dBc)151155149155151151156公司上報的整體 RSICcapability(dBc)154.2154.6125150.6155.3155121.8612243/137表7-2FR1微站(FR1 mediu

101、m range BS)自干擾抑制能力CompaniesNokiaEricssonZTE HuaweiSamsunggNB Txpower(dBm)3638383835303838requiredRSIC budget(dBc)134134134134131127134134公司上報的整 體RSICcapability(dBc)110120109(3GPPminimumrequirements)128138(Realistic)135(OptimisticRX)134(Realistic,lowerpower)130.514613444/137表7-3FR1皮站(FR1 local area B

102、S)自干擾抑制能力CompaniesEricssonZTE CATTHuawei Nokia SamsunggNB Tx power(dBm)24242324242324required RSIC budget(dBc)117117127.0117.99117120.0117公司上報的整體RSIC capability(dBc)112(3GPPminimum)128(RealisticRX)130.5122.33121110115129（4）交叉鏈路干擾交叉鏈路干擾 CLI 抑制技術抑制技術在 3GPP Rel-18 SBFD SI 階段，RAN1 研究并評估了多種基站間(gNB-gNB)和終

103、端間(UE-UE)交叉鏈路干擾 CLI 抑制技術。針對基站間(gNB-gNB)交叉鏈路干擾，潛在干擾抑制技術包括：-空間域方法空間域方法(Spatial domain based schemes)，包括：波束迫零(Beam nulling)和波束配對(Beam pairing)。如圖 7-5 所示，波束迫零指的是施擾基站(aggressor gNB)在決定其下行用戶的下行波束權值時額外考慮受擾基站(victim gNB)的影響，避免該下行波束指向受擾基站；波束配對指的是施擾基站和受擾基站協調下行用戶和上行用戶的波束方向，避免出現交叉鏈路干擾(a)波束迫零(b)波束配對圖7-5基于空間域的基站間

104、CLI抑制方法-時域和時域和/或頻域協調調度或頻域協調調度(Coordinated scheduling for time/frequency resourcesbetween gNBs)-功率域方法功率域方法(Power control based schemes)，如基站降低下行信號發射功率，或終端提高上行信號發射功率-基站間基站間 CLI 測量和信道測量測量和信道測量(Inter-gNB co-channel CLI measurement and/or45/137channel measurement)針對終端間(UE-UE)交叉鏈路干擾，潛在干擾抑制技術包括：-空間域方法(Spati

105、al domain based schemes)，包括：基于終端波束的 CLI 測量和上報等-時域和/或頻域協調調度(Coordinated scheduling for time/frequency resourcesbetween UEs)-功率域方法(Power control based schemes)，如基站提高下行信號發射功率，或終端降低上行信號發射功率-終端間 CLI 測量(UE-to-UE co-channel CLI measurement)，如基于層 1 或層2(L1/L2)的 CLI 測量與上報等（5）系統設計初步考慮系統設計初步考慮如圖 7-6 所示，SBFD 配置在

106、單個 TDD 載波內，且上行 BWP 和下行 BWP 具有對齊的中心頻率。在SBFD小區(基站采用SBFD操作)中，傳統TDD終端和SBFD新終端(簡稱SBFD感知終端，SBFD aware UE)能夠在共存。SBFD 子帶配置在 TDD 幀結構的下行符號或靈活符號中，且最多支持 1 個上行子帶和 2 個下行子帶，其中 1 個上行子帶可以配置在載波的一邊(對應于 DU 模式,如圖 7-5(c)所示)或中間(對應于 DUD 模式,如圖 7-5(b)所示)。上下行子帶的時域和頻域配置可通過網絡配置。不同SBFD符號上具有相同的SBFD子帶頻域資源。為了避免在 SBFD 符號和非 SBFD 符號間頻

107、繁切換，要求一個 TDD 上行/下行配置中最多只有 2 個 SBFD/非 SBFD 符號類型轉化點(transition point)。(a)(b)DUD模式(c)DU模式圖7-6SBFD子帶配置46/137對于 DUD 模式，終端的下行物理資源被上行子帶分隔為兩個不連續的下行子帶，因此RAN1 需要研究頻域資源分配增強技術以解決下行非連續資源分配問題。由于 SBFD 符號和非 SBFD 符號上的空間關系和干擾情況可能不同，因此 RAN1 考慮為 SBFD 符號和非 SBFD 符號分配不同的資源、調頻參數、上行功控參數、空間關系等。RAN1 還需要研究跨 SBFD 符號和非 SBFD 符號的上

108、行傳輸和下行接收增強技術，如跨SBFD 符號和非 SBFD 符號傳輸的資源映射方式等。（6）RAN1 性能評估性能評估RAN1 開展了系統級 SLS(System Level Simulation)評估工作，觀察 SBFD 操作相對于靜態 TDD 操作在用戶體驗吞吐量 UPT(User Perceived Throughput)和包時延(packet-latency)等指標上的性能增益。在圖 7-1 所示的 3 種 SBFD 網絡部署場景下，評估了 4 種 TDD 和 SBFD 時隙配置和上下行資源比例，包括：-Alt-1:TDD 采用 DDDSU 幀結構，總的上行資源比例約為 20%；SBF

109、D 采用DXXXU 幀結構，X 表示 SBFD 時隙，總的上行資源比例約為 32%-Alt-2:TDD 采用 DDDSU 幀結構，總的上行資源比例約為 20%；SBFD 采用XXXXU 幀結構，總的上行資源比例約為 35%-Alt-3:TDD 采用 DDDUU 幀結構，總的上行資源比例約為 40%；SBFD 采用XXXXU 幀結構，總的上行資源比例約為 40%-Alt-4:TDD 采用 DDDSU 幀結構，總的上行資源比例約為 20%；SBFD 采用XXXXX 幀結構，總的上行資源比例約為 20%注意，對于配置 Alt-1 和 Alt-2，SBFD 與傳統 TDD 共存時 SBFD 的 DL

110、傳輸不會對 TDD的 UL 接收造成干擾，適合現網部署；而對于配置 Alt-3 和 Alt-4，SBFD 和 TDD 的上下行資源比率基本相同，用于比較 SBFD 相對于 TDD 的性能“凈”收益。其他的關鍵仿真假設包括：假設 1dB 降敏的自干擾抑制能力(即殘余基站自干擾造成的靈敏度惡化為 1dB)；如圖 7-7 所示，SBFD 基站采用收發分離天線架構；SBFD 基站和 TDD基站的收發通道(TxRU)數目相同，但 SBFD 基站的天線陣子數是 TDD 基站的 2 倍。更多仿真假設詳見 TR 38.858 附錄 A 和附錄 B.1。47/137圖7-7SBFD基站采用收發分離天線架構RAN

111、1 系統級評估結果顯示，在特定評估場景下，SBFD 存在性能增益。如表 7-4 所示，對于非共存場景，與靜態 TDD 相比，-當 SBFD 采用公平的資源配置(Alt-4:SBFDXXXXX vs.TDDDDDSU時，在低頻室內(FR1 Indoor)和高頻室內(FR2-1 Indoor)場景下，對于所有的業務負載(低、中、高)，SBFD 的上下行 UPT 都存在性能增益；而對于其他的部署場景，SBFD 的上下行 UPT 性能或有增益或有損失，與業務負載情況與數據包大小有關。經分析，SBFD 的上下行 UPT 性能增益至少來自于更多的上下行傳輸機會；-當 SBFD 采用非公平的資源配置(Alt

112、-2:SBFDXXXXU vs.TDDDDDSU時，在所有部署場景下，SBFD 都具有顯著的上行性能增益，但存在一定的下行性能損失。經分析，SBFD 的上行 UPT 性能增益至少來自于更多的上行資源和更多的上行傳輸機會，而下行 UPT 性能損失則至少來自于更少的下行資源；-另外，SBFD 網絡的基站間 CLI 可能造成上行 UPT 性能損失，并且終端間 CLI可能造成下行 UPT 性能損失。更多的評估結果詳見 TR 38.858 第 7.3.1 節、7.4 節、附錄 B.2 和附錄 B.3。48/137表7-4RAN1系統級評估結果Alt-4(XXXXX)Alt-2(XXXXU)非共存非共存F

113、R1Indoor所有負載：存在 DL/UL 增益所有負載：存在 UL 增益(79%150%)存在 DL 損失(-0.35%-54%)FR1 UMa所有負載-小包(下行 4Kbyte,上行1KBbyte)：存在 UL 增益低負載-大包(下行 0.5Mbyte,上行0.125MBbyte)：存在 UL 增益所有負載：存在 UL 增益(41%199%)存在 DL 損失(-3%-86%)FR1 DenseUMa所有負載-小包：存在 UL 增益低負載-大包：存在 DL/UL 增益所有負載：存在 UL 增益(68%147%)存在 DL 損失(-27%-64%)FR2-1Indoor所有負載：存在 DL/U

114、L 增益所有負載：存在 UL 增益(79%201%)存在 DL 損失(-4%-40%)FR2-1DenseUMa所有負載-小包：存在 DL/UL 增益低負載-大包：存在 DL 增益所有負載-大包：存在 UL 增益所有負載：存在 UL 增益(76%139%)存在 DL 損失(-21%-50%)同信同信道共存道共存FR 1Indoorlayer所有負載：存在 UL 增益，但 DL 損失所有負載：存在 UL 增益(42%218%)存在 DL 損失(0.43%-81%)鄰道共存鄰道共存FR1UMa(0%gridshift)SBFD 運營商運營商:所有負載：存在 UL 增益，但 DL 損失TDD 運營商

115、運營商:所有負載：存在有限的或較大的DL/UL 損失SBFD 運營商運營商:所有負載：存在 UL 增益(23%168%)存在 DL 損失(-23%-65%)TDD 運營商運營商:所有負載：存在有限的(-5%)的DL/UL 損失FR1UMa(100%grid shift)SBFD 運營商運營商:低/中負載：存在 UL 增益所有負載：存在 DL 損失TDD 運營商運營商:所有負載：存在有限的或較大的DL/UL 損失SBFD 運營商運營商:所有負載：存在 UL 增益(37%94%)存在 DL 損失(-21%-52%)TDD 運營商運營商:所有負載：存在有限的(Victim)Case 1Case 2C

116、ase 3Case 4Urban Macro-UrbanMacroTDD 無DL 損失TDD 存在顯著 UL損失SBFD 無 DL 損失，SBFD 僅在小區邊緣存在 UL 損失SBFD 無DL&UL 損失Urban Hotspot-UrbanHotspotTDD 僅在小區邊緣存在 DL損失TDD 存在UL 損失SBFD 無 DL 損失，SBFD存在UL損失SBFD 無DL&UL 損失Indoor-IndoorTDD 無DL 損失TDD 無UL 損失SBFD 無 DL&UL損失SBFD 無DL&UL 損失Urban Macro-UrbanMicroTDD 無DL 損失TDD 存在UL 損失-Ur

117、ban Micro-UrbanMicroTDD 無DL 損失TDD 存在UL 損失SBFD 無 DL 損失，僅當 TDD 發射功率 46dBm 時 SBFD存在 UL 損失SBFD 無DL&UL 損失50/137（8）小結小結Rel-18 SI 階段初步研究確認了子帶全雙工 SBFD 技術可行性和標準可行性，并且通過仿真評估，確認了在特定部署場景下，SBFD 技術存在顯著的網絡性能增益，為后續的標準制定工作奠定了基礎。3GPP 于 2023 年 12 月進一步立項 Rel-19 子帶全雙工（SBFD）的標準項目（work item），該項目從 2024 年 1 月開始，預計持續到 2025 年

118、年底，將在 Rel-18 研究項目的基礎上進行SBFD 的標準制定工作，包括：1)構建完善的 SBFD 全流程系統設計體系，研究并規范：SBFD 子帶的時頻域配置、跨子帶的頻域資源分配、跨符號類型的傳輸行為、SBFD 符號的上行和下行傳輸沖突解決等；2)研究并規范 SBFD 隨機接入流程，拓展 SBFD 技術能力邊界；3)研究并規范基站間和終端間的跨鏈路干擾管理機制，有效抑制 SBFD 組網干擾，支持設備間互操作。2、專利專利在全雙工專利方面，各大通信公司對全雙工技術專利都有一定的儲備，包括華為、高通、三星、LG、諾基亞，Docomo，ZTE 等。僅從 R18 協議立項的子帶全雙工來初步判定，

119、該方案的知識產品分布相對比較分散，各個運營商、終端、設備商均有積極的提案或相關專利。從發明專利官網查詢關鍵詞“全雙工&通信”，2013/012023/06 間申請數量統計結果如下圖，高通的申請數量最多，其次是華為。51/137關鍵詞“全雙工&通信”，2013/012023/06 間不同國家的申請數量統計結果如下圖，中國最多，為 2818 個，其次是美國，為 329 個。52/137關鍵詞“全雙工&通信”，2013/012023/06 間不同年份的申請數量統計結果如下圖，2021年最多。53/137【https:/pss- CCFD 帶來的系統自干擾及解決方法帶來的系統自干擾及解決方法（1）CC

120、FD 中的自干擾中的自干擾同頻同時全雙工 CCFD 技術使得無線終端能夠在相同的頻帶上同時發送和接收。以每赫茲每秒可靠傳輸的信息比特數作為度量，CCFD 使得系統頻譜效率加倍成為可能，是未來移動通信系統提高頻譜效率的重要途徑1。但是 CCFD 工作時其發射天線的部分傳輸能量會被傳輸到它的接收天線，造成嚴重的自干擾（SI）。在自干擾抑制能力達不到要求的情況下，殘留的自干擾信號將對吞吐量產生負面影響。例如在 Wi-Fi 系統中，平均發射功率和噪聲下限分別約為 20dBm 和90dBm，即總共需要 110dB 的自干擾抑制才能確保 CCFD 系統的正常運行2。在 LTE 系統中，信號的傳播距離較長，

121、這就需要更高的 123dB 左右的自干擾抑制能力。自干擾消除是全雙工通信的核心問題。在全雙工模式下,現有研究結果表明,如果自干擾信號的強度能夠得到成功抑制,使得剩余自干擾強度比背景噪聲功率低 3dB以上,則剩余自干擾信號不會對系統端到端吞吐量造成顯著影響3。由于信號也是由 CCFD 基站發射的，因此可以由接收天線接收的信號中減去發射的信號作為自干擾消除。但實際情況要遠遠復雜得多。雖然接收天線知道發射天線發射的數字基帶信號，但該信號在傳輸鏈中經歷了許多不必要的損害，包括線性失真、非線性失真、振蕩器偏移等(如，非理想模擬組件產生立方或高階失真、模擬電路產生發射機噪聲)。因此接收的自干擾信號是由原始

122、發射信號的線性和非線性分量以及未知噪聲組成。如果不考慮這些失真因素，直接從接收信號中減去已知的基帶版本中的自干擾信號是不合適的。1）CCFD 收發器原理收發器原理圖8-1傳統CCFD設備的基本配置55/137如圖 8-1 所示，CCFD 通信設備的發射機和接收機同時工作在相同中心頻率上，因此CCFD 設備接收的混合信號包括三個分量：期望接收的信號、自干擾信號和噪聲。2）自干擾信道建模自干擾信道建模通常自干擾信號由兩個主要成分組成：LOS 成分直接來自發射天線，而非 LOS 成分來自發射天線的反射。對于 CCFD 衛星通信系統，衛星終端的信號信道只有視距分量，因為衛星處于廣闊的外層空間，周圍沒有

123、任何反射器。而對于衛星通信的地面終端，根據工作頻率范圍，自干擾信道可以是多徑的，也可以只有 LOS 分量比如工作在 C 波段頻率的固定終端波束較窄，所以 SI 信道幾乎不存在多徑分量(SI 信道只有 LOS 分量)，而對于工作在 UHF波段的移動衛星通信終端，波束較寬，從而存在多徑分量。在 CCFD 地面無線通信系統中，非視距分量占自干擾信號的相當大一部分，因此信道可以被建模為 FIR 濾波器。（2）CCFD 中的自干擾消除方法中的自干擾消除方法自干擾抑制與消除是 CCFD 的核心技術,現有技術可以分為被動自干擾抑制與主動自干擾消除兩大類，主動自干擾消除又可以被分為模擬自干擾消除和數字自干擾消

124、除。1）被動自干擾抑制技術被動自干擾抑制技術被動自干擾抑制技術的原理是:通過調整全雙工設備發送天線與接收天線之間的距離，利用收發天線間干擾信號的路徑損耗來達到自干擾抑制的目的4。借助于該項技術，自干擾信號能夠在其達到接收天線之前被有效地衰減,可以獲得 25-40dB 的干擾抑制比5。同時，被動干擾抑制技術可以借助于多天線波束賦型技術將發送信號和接收信號的波束對準不同的方向6,從而造成收發信號的物理隔離。典型的被動自干擾抑制策略包括：去耦合天線、極化去耦合以及循環隔離等。去耦合天線和極化去耦合天線技術可以有效減小全雙工設備中的天線互耦合,循環隔離技術可以實現單一全雙工天線發送信號和接收信號間的隔

125、離，從而實現高性能被動自干擾抑制。2）模擬自干擾消除模擬自干擾消除由于受到全雙工天線距離和設備尺寸的限制，依靠被動自干擾抑制技術達到的自干擾消除效果十分有限。為了避免引入量化噪聲，在進行數字域自干擾消除之前，往往采用模擬域自干擾消除技術來降低自干擾信號的功率。56/137圖8-2全雙工通信接收鏈路示意圖模擬消除算法的目的是為了消除射頻或基帶域的自干擾信號，數字消除算法則借助于精確的自干擾信道估計技術來實現數字域的自干擾消除。實際場景測試結果表明7：在模擬域，射頻干擾消除與基帶干擾消除的聯合使用能夠在衰落信道下獲得 40 到 50 dB 的性能增益；模擬消除與數字消除技術的聯合使用,能夠達到更高

126、的自干擾消除能力。模擬自干擾消除，即在接收信號還未進入數字采樣之前，進行自干擾消除。其主要思想就是根據發射的信號，創造一個自干擾信號的對消信號，該對消信號與接收到的自干擾信號功率相等，方向相反，然后對消信號與接收到的自干擾信號進行疊加，達到消除自干擾信號的效果。目前主要的方法有前饋消除法，天線消除法，平衡網絡消除法和反射系數調節消除法。3）數字自干擾消除數字自干擾消除經過模擬域自干擾消除后，接收信號中仍然存在殘存自干擾信號，必須通過數字域算法，減去在數字域重建的干擾信號來進一步減少自干擾信號的影響。與模擬對消技術相比，數字對消技術更加靈活，可以方便地估計信號干擾信道和重構自干擾信號。同時大多數

127、模擬消除方法只能抑制視線(LOS)自干擾，為了進一步消除自干擾，實現了數字消除來處理非 LOS 的自干擾分量。（3）組網應用前景組網應用前景在實際組網應用中，除了上文講述的一個無線設備上發射天線和接收天線之間的信號干擾，一個基站與其他小區中的基站（Base station to base station，B2B）之間的干擾抑制也很重要。在大多數實際情況下，上行鏈路中，接收基站收到來自鄰近小區的 B2B 干擾功率比期望的移動終端強得多，信干擾功率比可達-30dB。文獻13提出在每個小區中心分配一個基站發射天線，并分布多個接收天線的解決方法，每個接收天線由一個天線陣列（Receiveantenna

128、 array，RAA）組成，通過波束成形消除基站間的干擾，最大化移動終端的信干噪比。有時目標移動終端正好位于 RAA 和周圍基站發射機之間的路徑上，在這種情況下，由于波束成形機制，RAA 無法接收到來自目標移動終端的信號。這種偶發情況可以采用調度方法解決，即在當前小區中分配另一個 RAA 來接收從目標移動終端發射的信號。57/137同時，也要考慮移動終端之間的干擾（Mobiles to mobiles，M2M），M2M 干擾是一個移動終端的接收天線會受到周圍其他移動終端發射信號的干擾，且移動終端的信號功率比基站的弱而損失較大，因此使用調度方法可以很好的消除 M2M 干擾，即任意兩個干擾節點可以

129、很容易地分開，使其距離較大。除了使用天線陣列和調度方法消除干擾以外，還可以聯合天線模式選擇與功率采集減少系統干擾12，提高資源利用率。另一方面，由于無線通信具有廣播的特點，系統會存在被動竊聽者，信息傳輸的安全性不能保證，因此需要考慮在被動竊聽者存在和優先時頻資源的情況下，CCFD 大規模 MIMO 系統中安全和高效傳輸的問題。從信息論角度提出的信息安全方法，密鑰分發、服務管理等典型密碼學技術可以提高隱私性，但具有復雜度較高的缺點，因此通過發射天線之間的相關性、選擇最佳保密性能的中繼器等方法保證安全傳輸具有實際應用價值。（4）總結總結被動自干擾抑制技術可以有效抑制發射機噪聲以及發射機信號，自干擾

130、信號可以隨著路徑損耗大幅度衰減，通過定向隔離、吸收屏蔽、正交極化等方法可以減少設備間的干擾，提高功率效率。但是，該技術會受到設備尺寸的限制，并且環境反射是實現該技術的根本瓶頸，由于沒有一個可預測地衰減反射的自干擾路徑，為達到更好效果，需要減少附近的反射器。被動抑制技術可以消除曾經占主導地位的直接自干擾信號路徑，造成剩余的自干擾信道具有更高的頻率選擇性。主動自干擾抑制技術中模擬域自干擾抑制之后殘余的干擾信號可以在數字域中消除，在6m 的范圍內和 WiFi 等典型應用場景下促進全雙工通信，不會受到設備尺寸的限制，在靜態場景下可以抵消 50dB 左右的自干擾，在動態衰落信道場景下可以抵消約 40dB

131、 的自干擾。然而，主動自干擾抑制會受到相位噪聲等限制，干擾抑制能力有限1011。在數字域中要考慮量化誤差對 CCFD 系統性能的影響，雖然在數字域可以進行更高精度的幅度和相位調整，獲得較精確的反相信號，然而由于信號發射通道和反相信號重建通道的相噪、非線性、噪聲等非理想因素不同，無法在接收合并時抑制自干擾信號中非理想因素所造成的自干擾信號分量，使其自干擾抑制能力受限于發射通道的信噪比。綜上所述，可以采用被動主動相結合的自干擾抑制方法，先使用被動自干擾抑制技術，在直接路徑上消除部分自干擾信號，之后殘留的多徑自干擾信號可以通過子載波主動自干擾抑制策略進一步消除915。58/137圖8-2發射端信號干

132、擾與接收端干擾抑制采用網絡輔助全雙工（NAFD）系統，兩個分別工作在半雙工（HD）上行和下行模式的基站相當于一個工作在全雙工（FD）的基站，有效增加發射天線和接收天線間的距離，達到與 CCFD 系統相近性能的同時有效抑制自干擾信號。2、全雙工天線技術全雙工天線技術CCFD 通信系統面臨的挑戰主要是發射端（Tx）和接收端（Rx）間的高隔離度。舉例來看，如果 Tx 的輸出功率為 0 dBm，則 Tx 和 Rx 間的隔離度需要超過 100 dB 才能滿足傳統 Wi-Fi 收發器的需求。隨著輸出功率的提高，自干擾消除（SIC）的指標將進一步提升。SIC 技術包括三方面：天線/傳播域、模擬域和數字域。天

133、線域作為 SIC 的第一層，其隔離性能的好壞直接影響到后續兩個域的實現難度及整個系統的解耦效果。通常，全雙工天線需要實現 30 dB 甚至 40 dB 以上的 SIC 性能。因此，全雙工天線是 CCFD 通信系統實現的關鍵一環。圖8-3實現全雙工天線的三個技術路徑全雙工天線實現的關鍵是天線端口間隔離度的提升。天線間能量耦合的來源包括天線近59/137場、金屬地板表面電流、饋電網絡和散射場等?；趹帽尘?，構建雙天線或多天線拓撲結構，研究簡單、高效的天線解耦技術，是一個重要的課題。在 CCFD 通信系統需求促使下，眾多全雙工天線技術被提出和驗證?；谔炀€布局，全雙工天線分為單站、雙站和準單站三種

134、。從解耦角度出發，實現全雙工天線的技術路徑分為三種：極化、空間和對消，如圖 8-3所示?；诓煌淖杂啥?，三種技術路徑提供差異化的解耦方案。圖8-4極化正交天線的兩種布局方式示意圖正交極化間存在天然的高隔離特性。當 Rx 和 Tx 采用正交的線極化或者圓極化時，能夠以較低的系統復雜度實現可觀的端口間隔離度。實現正交極化的天線形式包括單天線和多天線系統，如圖 8-4 所示。在共用天線且激勵位置相近背景下，正交極化的天然隔離特性仍能保證一定的解耦性能。通常，單端口激勵時，正交極化可保證 40 dB 以上的端口間隔離度。隔離性能與天線極化純度息息相關。天線極化純度越高，則隔離特性越顯著。差分激勵是一

135、種常見的提高極化純度的技術方案，可實現高于 70 dB 的端口隔離性能。但是，差分激勵所采用的耦合器會提高系統復雜度并引入額外的能耗。因此，在設計雙極化天線時，應基于應用場景平衡解耦性能、效率和復雜度。目前，已有大量基于正交極化的全雙工天線研究，但該技術在實際應用中的效益仍有待商榷。一方面，該技術路徑基于極化自由度保證 Tx 和 Rx間的隔離特性。因而，天線系統無法通過雙極化進一步提高信道容量。另一方面，在實際應用環境中，天線極化純度對周圍的電磁環境比較敏感，存在端口間隔離度惡化的可能性。因此，正交極化技術在全雙工天線設計中并非最優解。60/137圖8-5基于空間自由度的全雙工天線解耦技術相較

136、于正交極化技術，基于空間自由度的技術路徑具有更多的實施方案，如圖 8-5 所示。在自由空間中，天線輻射能量的衰減速率正比于21r。其中，r 為空間中任意一點到天線的距離。當天線放置于無窮大金屬地板時，所激勵表面波沿 E 面和 H 面的衰減速率分別正比于21r和41r。此物理規律在有限大地板下同樣適用。因此，通過增加天線空間距離，可以改善 Tx和 Rx 間的耦合情況。存在金屬地板的背景下，天線沿 H 面放置有益于實現更高的隔離特性。天線距離的增加意味著更龐大的天線系統，在實際應用中不可避免地存在著局限性。在天線間距受限時，傳播過程所造成的能量衰減有限。針對這個問題，阻擋耦合能量的傳播是一種有效的

137、解決手段。阻擋耦合能量傳播的技術方案包括在天線間加載諧振結構、吸收器、金屬片、電磁帶隙（EBG）結構、高阻抗表面、金屬柵欄等。其中，寄生結構通過耦合能量產生二次輻射。寄生結構輻射場與天線輻射場相互作用，阻斷耦合能量的傳播。這樣，寄生結構參與輻射，可能改變 Tx 和 Rx 的遠場輻射性能。置于天線間的吸收器通過吸收表面波或者自由空間波來避免天線間的能量耦合，但同時影響天線效率和輻射方向圖。高阻抗表面、EBG 和金屬壁通過構建強邊界條件，阻擋表面波或者空間波的傳輸，進而實現天線間的高隔離度。通常，阻擋耦合能量傳播的方案可以實現 60 dB 以上的天線間隔離度，但設計時需要在最大化天線間隔離度的基礎

138、上減少天線輻射性能的惡化。61/137圖8-6小尺度下的對消技術路徑對消技術利用兩條或者兩條以上的耦合路徑在天線端口處相互抵消，從而達到端口隔離的目的。對消技術的實現方案主要包括場對消和電路對消?；谔炀€系統的電尺寸，對消技術的應用場景可以分為小尺度和大尺度兩種。小尺度指共用天線系統或者相距較近的雙天線系統，而大尺度指采用陣列形式的天線系統。如圖 8-6 所示，小尺度背景下，可以通過天線端的場相消或者電路端的能量對消實現天線間的隔離。兩種方法混合使用時，自由度更高，可實現更高的隔離性能。天線端引入新耦合路徑的方式主要有中和線、缺陷地結構、寄生諧振結構、反射面等。天線端理想場對消要滿足以下兩個條

139、件：一是新增耦合路徑的能量與原始耦合能量相等，二是兩條路徑上耦合能量的相位相差 180。該方法直觀、簡單易行，并且實現的隔離度也往往能達到 40 dB 以上。但是，能量和相位所需滿足的條件限制了解耦帶寬。此外，在共用天線背景下，由于 Tx 和 Rx 共用輻射口面，場對消通常是饋電位置的局部對消。并且，Tx 和 Rx 對應的輻射口面相位不一致，存在輻射方向圖傾斜等現實問題。反觀雙天線或者多天線系統，天線間的場對消可以避免輻射方向圖的惡化。相較于場對消方法，電路端的對消技術則具有更強的普遍性。以一個雙天線系統為例，可得到一個 22 的 S 參數矩陣。從數學角度來看，天線解耦即 S 參數矩陣的對角化

140、過程。因此，解耦電路構建的過程本質就是矩陣的對角化，具有指導性和一般性。電路端的相消僅保證端口間的信號隔離，天線端的能量耦合有可能導致輻射方向圖的變化。在不考慮電路復雜度的情況下，隔離度和62/137帶寬性能可觀。因此，根據實際需求，需要協調隔離度、帶寬、效率和復雜度等指標，實現問題的最優解。天線端和電路端對消技術的混合使用，可進一步提升所實現的性能。圖8-7大尺度下全雙工天線的對消解耦技術路徑在大尺度下，Tx 和 Rx 天線中有一個或者均為陣列天線。場相消的實現主要是通過將Tx（或者 Rx）圍繞 Rx（或者 Tx）放置，通過距離差異或者階梯饋電相位實現 Rx（或者Tx）所在位置的場對消，進而

141、實現高隔離特性。如圖 8-7 所示，旋轉對稱放置且梯度相位饋電的 Tx 陣列天線保證了中間 Rx 處為場零點，天線系統固有地具有高隔離性能?；诙嗵炀€場疊加對消原理，Tx 和 Rx 系統存在許多其他布局方式。關鍵問題在于，為了實現寬頻帶全雙工天線，需要保證饋電網絡在寬頻帶內實現穩定的饋電相位關系。通常，旋轉對稱布局下的場對消方案實現約 50 dB 的天線間隔離度。由于 Tx 和 Rx 天線形式的不同，兩者的輻射性能存在差異，限制了其應用范圍。電路對消方案能夠較好地解決這個問題。由于共用輻射結構，電路對消方案避免了 Tx 和 Rx 輻射特性的差異。如圖 8-7 所示，Tx 和 Rx 共用陣列天線

142、，且兩者采用正交相位激勵。電路對消技術在電路端通過多路干擾信號的對消實現端口間隔離。電路對消的效果取決于波束成型網絡所產生相位模式的純度和工作帶寬。大尺度下的對消技術方案直觀、簡單，且解耦效果顯著。但是，大尺度對消技術采用陣列天線形式，在增大天線系統尺寸的同時，也具有復雜的饋電網絡。天線端良好的 SIC 性能有助于降低模擬域和數字域的設計難度，進而促成全雙工系統的實現和應用。根據解耦思想的不同，天線端 SIC 技術路徑可以分為極化、空間和對消三種。緊湊尺寸、寬頻帶、低成本等指標是全雙工天線設計的目標。在具體設計中，設計者需要在天線指標和系統需求等方面做合理的折衷和技術路徑選擇。無人駕駛、國防領

143、域的需求以及頻率資源的緊張會持續促進全雙工天線技術的發展。未來，射頻集成、MIMO 全雙工天線系統的研究是一大熱點。63/137橢圓正交極化天線設計實例橢圓正交極化天線設計實例正交極化自干擾隔離方法的缺陷是,當環境偏離理想設計條件時,天線無法用信號處理的方法取得正交極化效果。而這個問題在橢圓正交極化方法迎刃而解。讓我們首先介紹橢圓極化的形成。橢圓極化的產生需要兩個天線：它們激發兩個同頻率、傳播方向相同、電場向量相互正交的電磁波。這里描述一列沿 z 方向傳播的平面橢圓極化電磁波，它的一個電場方向沿 x軸方向，另一個沿 y 軸方向的電磁波，它們的相位差為。其數學表達式為=0cos()=0cos(+

144、)式中和分別表示兩個相互正交的電場矢量，0和0分別表示兩個電場向量的幅值，和 分別表示電場振動圓頻率和空間波數，表示兩個電磁波相位差。橢圓極化電磁波的電場可以寫為：?=0cos?+0cos(+)?式中?為一個旋轉電場。其中當=0，所疊加的電場為線性極化；當=90，所疊加的電場為右旋圓極化；當=90，所疊加的電場為左旋圓極化；當 0，90，所疊加的電場為橢圓極化。利用橢圓極化消除 CCFD 自干擾信號的原理如下：當發射電機信號（即：SI）為一個橢圓極化電磁波時（無論是左旋還是右旋），接收方總共可以找到另一個橢圓極化方式使得接收橢圓極化與發射橢圓極化正交。我們稱這個正交狀態為正交配對，并利用它消除

145、橢圓極化的 SI.在應用中，我們需要在發射機和接收機各自采用正交的極化天線，通過調整極化的方法，使得發射極化正交與接收極化。為了保持 CCFD 接收機具有較高的接收靈敏度，我們固定接收橢圓極化參數，用調整發射天線極化的方法，尋找消除 SI 的正交配對。橢圓極化電路設計見如圖 8-8。64/137圖8-8數字域橢圓正交自干擾消除方法圖圖 8-8 中紅框所示位置處，在數字域基帶對初始信號進行分路，分為 x 方向路和 y方向路兩路，分別進行星座映射、幅度/相位調整、D/A 變換、載波調制和功率放大多步操作，最終輸入到正交雙極化天線的 x 方向路饋線和 y 方向路饋線，實現改變電磁波的極化狀態，使其在

146、接收天線處正交抵消接收，從而消除自干擾。幅度/相位調整的操作顯示在圖 8-8 中的橙色方框位置處，是通過對 x 和 y 方向的星座點進行調整幅度和旋轉角度來實現的。具體實現為對星座點的 I、Q 路進行如下變換，其中，,xxyyIQIQ、分別代表 x 和 y 路數據在星座圖上的坐標。0000*xxyxxyEIIEEQQEcossinsincosyyIIQQIQ經過空間傳輸和被天線接收后，從接收天線輸出的 x 路饋線和 y 路饋線的兩信號幅值相同、相位相反，合路接收實現干擾抵消。上述操作流程中涉及數字模擬轉換，在包含 DAC、功率分配、旋轉變換、載波調制的過程中都引入量化了誤差。通過 Matlab

147、 仿真得到數字域自干擾消除能力隨 DAC 位數變化的關系，其仿真結果見如圖 8-9。65/137圖8-9數字域自干擾消除能力隨DAC位數的變化關系（QPSK）(a)地面 5.8GHz 天線設計：（a）天線正面（b）天線背面圖 8-10 5.8GHz 天線實物圖地面全雙工實驗設計的5.8G高增益雙極化平板定向天線實物圖如圖8-10(a)和(b)所示。其中，天線底邊接口為垂直（V 方向）極化接口,天線頂部接口為水平（H 方向）極化接口。該天線為正交雙極化天線，對于每個陣子均包含水平（H 方向）極化和垂直（V 方向）極化的陣元。對于該天線用于發射天線使用時，天線的 V 路和 H 路信號傳輸線分別控制

148、所有陣66/137子的水平（H 方向）極化和垂直（V 方向）極化的陣元電流，從而改變輻射出去電磁波的極化狀態。對于該天線用于接收天線使用時，天線的 V 路和 H 路信號傳輸線分別接收所有陣子的水平（H 方向）極化和垂直（V 方向）極化的陣元的感應電流，從而獲取信號。(b)衛星 7.050GHz 天線設計：隨著通信服務需求迅速增長，衛星軌道和頻譜資源日益匱乏。如果 CCFD 可以成功地在衛星通信領域的應用，它無疑將大大提高頻譜效率，繼而緩解目前頻譜資源匱乏的現狀。在軌道高度 500km 的低軌衛星實現 CCFD，設計的使用頻點是 7.050GHz。星載 CCFD 天線使用兩個完全相同的橢圓微帶極

149、化天線分別應用于信號收發機。星-地通信系統如圖 8-11 所示，設計的星載天線增益為 12dB，地面站天線增益為 45dB，CCFD 通信的最大俯仰角為 20。圖8-11星-地通信系統假設衛星天線和地面站天線同時對準的情況下，即：天線波主波瓣方向對準通信站位置情況下，計算了星地發射機功率均為 1.0W 時的 CCFD 接收信號功率。其數值結果如圖 8-12所示，可以看到地面站接收功率值隨著衛星到地面站的直線距離增大而降低。其中接收功率最低值為-84.0dBm，即俯仰角 20場景，滿足地面站接收機的最低接收功率限制。下面介紹星載 CCFD 的設計、仿真和實測結果以及自干擾分析測量方法的介紹。67

150、/137圖8-12地面站接收功率隨衛星到地面站的直線距離(Slant Range)的變化關系（1）CCFD 天線設計首先介紹一下 CCFD 星載天線的設計。CCFD 星載天線由兩個相同的微帶天線陣列組成，一個用于信號發射，另一個用于信號接收。這里每個天線是橢圓極化天線，它們由 V 極化陣元和 H 極化陣元組成，以實現各自橢圓極化偏振狀態。微帶天線設計如圖 8-13 所示，其中微帶天線由 4 個 V 極化陣元和 4 個 H 極化陣元組成。陣元尺寸為 37.5mm37.5mm,陣列尺寸為 75mm75mm,天線增益為 12dB。圖8-13天線設計局部（2）天線實際測量結果接著實測 CCFD 自干擾

151、抑制性能，進一步實驗在微波暗室中展開，實際測試立方星星體模型包含立方倉和太陽能電池板均用鋁制材料制成，如圖 8-14 展示了實際測試的衛星模68/137型的照片，天線固定位置如圖，兩個天線距離為 157cm。圖8-14地面實驗衛星模型實測星載發射機和接收機工作頻點在 7.050GHz，工作帶寬為 7MHz。發射功率低于 1.0瓦。信號調制支持 QPSK、BPSK，信道編碼為 LDPC。此外，信號支持 1 128 隨機碼片的解擴方式。發射機、接收機和天線等總負載重量小于 10 千克。圖 8-15 給出了實測 7.050GHz 頻點的天線輻射方向圖，其中方向圖在垂直于太陽能帆板并且通過兩個天線連線

152、的平面上?？v坐標為輻射功率，橫坐標為夾角。實測結果表明，當衛星對準地面通信接收站時的增益為 12dBi。圖8-15橢圓微帶天線輻射方向圖利用矢量網絡分析儀，測量收發兩個天線隔離度見圖 8-16 所示。在采用天線橢圓極化自干擾消除情況下，在微波暗室觀測環境下接收機幾乎未檢測到自干擾，此時自干擾在環境噪聲之下。隔離度達到 110dB。69/137圖8-16發射天線和接收天線隔離度3、先進的自干擾消除及應用先進的自干擾消除及應用（1）射頻域自干擾消除射頻域自干擾消除1）高發射功率帶內兩級濾波自干擾消除高發射功率帶內兩級濾波自干擾消除文獻16中提出了高功率帶內兩級濾波自干擾消除技術，采用兩級濾波結構消

153、除全雙工系統的自干擾。在兩級濾波結構中都引入發射信號作為參考信號，在第一級結構中用“DSP+反饋”的方法產生抵消信號來濾除接收信號中的大部分自干擾信號；在第二級結構中通過模擬最小二乘的結構來消除由于多徑反射進入接收機的信號。經過仿真驗證，該兩級濾波結構有 75dB 的自干擾消除能力。圖 8-17 中第一級濾波：首先將發射信號引入 DSP 模塊進行幅度和相位的模仿，產生一個相反的抵消信號，該抵消信號與接收天線所收到的信號（自干擾信號，期望接收信號，噪聲）疊加輸出，并將結果再反饋到 DSP 模塊來調整仿制信號的權重來實現自干擾信號的第一級消除。經過該級消除后，接收信號只剩下了：小部分未成功消除的多

154、徑反射的自干擾信號，期望接收信號，以及噪聲。圖 8-17 第二級濾波：再次引入發射信號作為參考信號，將其進行多級時延來估計多徑傳輸中的不同路徑，將這些多徑信號疊加，并與第一級濾波器的輸出相減得到誤差函數，將該函數反饋到二級濾波器中以修正各路徑估計信號的權重。70/137圖8-17一種兩級模擬SIC結構2）相控陣通信系統的寬帶自干擾消除相控陣通信系統的寬帶自干擾消除文獻17中提出一種相控陣通信系統的寬帶自干擾消除技術，設計 RF 對消器在射頻域消除自干擾。圖 8-18 所示為單接收天線上射頻 SIC 的全雙工相控陣系統模型，其中射頻消除器由固定延遲器、可變衰減器和移相器組成。發射機與接收機分別配

155、置了tN和rN個天線陣列，基帶信號經放大和相移后通過發射陣列各支路的天線傳輸。在接收端，接收天線不僅接收遠端通信節點發送的所需信號（也稱為期望信號），還接收到多個發射天線耦合的疊加自干擾信號。因此，需要引入必要的干擾消除模塊以保證系統性能。在射頻消除階段，采用多抽頭濾波器作為射頻自干擾（Self-Interference，SI）消除器。從發射端功率分配器前端耦合的信號作為參考信號饋入射頻消除器，然后進行延遲、衰減和相移重建 SI 信號。用接收信號減去重建的 SI 信號再經過低噪聲放大器，相移等操作得到有用信號。71/137圖8-18一種在單個接收天線上具有射頻SIC的全雙工相控陣系統模型3）帶

156、內全雙工自干擾消除帶內全雙工自干擾消除文獻18中提出了一種帶內多抽頭延時補償自干擾消除技術。模擬 SI 抵消器將 Tx 信號輸入到饋通電路，并產生與 SI 信號相同延遲和幅度相反的參考 Tx 信號。然后，通過將 SI信號與參考 Tx 信號相結合來抵消它。為了充分抵消 SI 信號，需要在 SI 信號中根據 SI 信號特性在饋通電路中準確地調整參考 Tx 信號的以下參數：(a)延遲和相位、(b)振幅、(c)頻率特性。圖 8-19 為生成參考 Tx 信號的饋通電路的原型和電路圖。6 抽頭可以充分補償由外部射頻前端和 Tx/Rx 天線引起的 SI 信號的可能延遲。在饋通電路中，參考 Tx 信號的延遲通

157、過 6個抽頭的組合進行調整，并通過每個抽頭中的移相器實現倒相（圖 8-19 中）。參考 Tx 信號的振幅由每個抽頭的可變增益放大器（Variable Gain Amplifier，VGA）進行調整。頻率特性通過在每個延遲分量和輸出部分之前實現的 VFE 進行調整。輸出部分的 VFE 補償 SI 信號的頻率特性，在延遲分量之前的 VFE 補償了每個延遲分量的頻率特性。SI 信號的頻率特性取決于所連接的射頻前端和 Tx/Rx 天線的頻率特性。此外，它們的波動也很大。因此，必須設計 VFE，并開發一種參數調整算法，以穩定地匹配參考 Tx 信號和 SI 信號的頻率特性。圖 8-20 顯示了 VFE 的

158、簡要電路圖。均衡器電路是通過使用分立元件來設計和實現的，并且從串聯和并聯諧振向參考 Tx 信號提供頻率特性。這里，可以通過改變諧振電路中基于鈦酸鍶鋇（BST）的可變電容器（ST Microelectronics，STPTIC-15C4）的電容來改變頻率特72/137性。此外，在均衡器電路之前和之后實現 VGA，以補償均衡器的插入損耗，并作為緩沖器穩定均衡器的輸入和輸出阻抗。圖8-19中頻電路中的6級抽頭延遲補償電路（饋通電路）圖8-20實現VFE的電路圖4）FMCW 相控陣雷達中的射頻寬帶自干擾消除相控陣雷達中的射頻寬帶自干擾消除對于調頻連續波（FMCW）雷達中廣泛應用的線性調頻(線性調頻)信

159、號，其頻率隨時間線性變化19。因此，一個帶寬為 B、持續時間為 T 的寬帶線性調頻信號通過在時域進行分段處理，可以等分為持續時間為 T/K，帶寬為 B/K 的 K 個不同時間段內的窄帶線性調頻信號，線性調頻信號的這種特點在本文中稱為時頻分段等價性?；诖颂匦?，我們提出了一種73/137分段自干擾對消（SSIC）方法，該方法使用相同的射頻消除器消除不同時間段中的時域分段自干擾信號。分段自干擾對消方法將寬帶自干擾對消轉換為若干個窄帶自干擾對消，其性能優于傳統的多抽頭自干擾對消(MTSIC)方法。分段自干擾對消的結構模型如圖 8-21 所示。圖8-21(a)基于分段自干擾對消的射頻對消器結構。(b)

160、參數控制模塊如圖 8-21(a)所示，與傳統的多抽頭對消相似的是，基于分段自干擾對消的射頻對消器也使用模擬抽頭來重建自干擾信號。但不同的是，分段自干擾對消在不同的時間段內采用不同的參數來抵消自干擾信號。分段自干擾對消方法的具體步驟如下，其中省略了功分器和耦合器造成的功率損耗。步驟步驟 1：用功分器將功放輸出的參考信號()Ts t分成1L 個支路，將其中一個支路信號和從低噪聲放大器前端耦合的接收信號分別送入中頻混頻器，然后分別由模數轉換器(ADC)采樣，得到參考信號 Tsn和接收信號 r n的離散采樣，其中，1,2,nN，N是一個掃頻重復間隔內的采樣點數。步驟步驟 2：將離散參考信號和接收信號分

161、別送入參數控制模塊，計算出幅值參數12,kkkLa aa和相位參數12,kkkL，其中，1,2,kK，K一個掃頻重復間隔內的74/137總分段數，L是抽頭數目。步驟步驟 3：將步驟 1 中剩余的L個支路信號分別送入L個時延器，用來產生時延后的參考信號12(),(),()TTTLs ts ts t，其中，時延l由收發陣元間的物理距離和實際的信道環境估計得出。步驟步驟 4：在當前掃頻重復間隔的第k個時間段內，為模擬抽頭的衰減器和移相器配置幅值參數12,kkkLa aa和相位參數12,kkkL，并將經過幅值和相位調整后的時延信號疊加，生成重建信號()kcrt；步驟步驟 5：在第k個時間段內，從接收信

162、號中減去()kcrt；步驟步驟 6：重復步驟 25，直到kK，則當前掃頻重復間隔內的自干擾對消完成，并在隨后的每個掃頻重復間隔中繼續重復步驟 16。（5）發射端欠采樣非線性自干擾消除）發射端欠采樣非線性自干擾消除文獻20在全雙工發射鏈路中 PA 輸出引出額外的反饋支路，通過 DAC 來獲得經過 PA而引入的非線性失真的發射信號，如圖 8-22 所示。圖8-22基于反饋通道的發射端DPD全雙工結構由于發射信號的基帶版本是已知的，采用應用廣泛的記憶多項式模型對 PA 的非線性建模，通過最小二乘算法可以輕易求解出 PA 的模型系數，進而可以在發射端 DAC 前加入 DPD模塊，對信號進行 DPD 處

163、理。在求解過程中，采用了欠采樣率的反饋回路，進而降低反饋支路的采樣率要求，通過分析 LS 求解方程中的未知量個數，對方程組進行修剪，得到了欠75/137采樣的 DPD 提取算法。經驗證，該算法可以在基本不損失性能的情況下，將信號的采樣率從 600MSPS 降低至 25MSPS，降低了反饋支路高采樣率的指標要求。（2）數字域自干擾消除數字域自干擾消除1）自適應投影次梯度法（自適應投影次梯度法（adaptive projected subgradient method，APSM）文獻21提出了一種數字域自適應投影次梯度自干擾消除技術。數字自適應投影次梯度法采用線性和非線性正定核來再現核希爾伯特空間

164、（RKHS），構建一個合適的 RKHS 可以使我們能夠在高維空間中線性地學習自干擾（Self-Interference，SI）信道。圖 8-23 中(,)Gnx為高斯核，采樣的信號分實、虛部送入在線字典學習模塊，只有與當前字典元素近似線性獨立的基函數才被附加到字典中。隨著新元素1(,)Gnx的出現，計算了它在子空間n上的正交投影。當元素到其投影的距離大于一個正的閾值時，它可以進入字典。需要強調的是，實部和虛部的估計函數都共享一個共同的高斯字典。訓練完字典，更新濾波器系數，()f 對 SI 信道建模。該算法得益于在凸集上的度量投影，這可以并行執行。由于其適應性，它還能夠跟蹤非平穩環境中的變化。圖

165、8-23數字SIC在線字典學習的APSM算法2）神經網絡（神經網絡（neural networks，NN）自干擾消除）自干擾消除文獻21采用神經網絡來重建自干擾信號，這種方法干擾對消效果取決于重建出來的自干擾信號準確性。通過神經網絡的訓練可以重建出自干擾信號，基于神經網絡重建自干擾信號的架構包括三個階段。首先，用最小二乘法估計 Rx 信號的線性部分，同時將非線性部分視為噪聲。從自干擾信號中減去線性部分后，在第二階段對神經網絡的輸入輸出訓練樣本進行歸一化處理。歸一化是使信號的均值和單位方差為零。最后，訓練一個簡單的神經網絡，只建模自干擾信號的非線性部分。在隱層中選擇修正線性單位（ReLus）作為

166、隱層的激活函76/137數，避免了對多項式基函數的求值。神經網絡包括兩個具有線性激活函數的輸出神經元，來學習和預測復值樣本的實部和虛部。Rx 信號減去神經網絡重建出來的自干擾信號，達到消除自干擾的目的。3）MIMO 無線電集成數字自干擾消除無線電集成數字自干擾消除文獻22中提出了一種 MIMO 無線電集成數字自干擾消除技術。如圖 8-24 所示，對于22 的全雙工 MIMO 系統，數據包被分成兩路信息進行傳輸，分別從兩個收發器板的全雙工天線發射。在該系統中，除了每個天線的自干擾信號外，還引入了天線之間的串擾信號，干擾信號示意圖如圖 8-24(a)所示，此外，圖 8-24(b)描述了在 22 M

167、IMO 系統中提出的線性和非線性集成數字自干擾消除（DSIC）解決方案結構。具體的干擾消除過程如下：如圖 8(b)所示，兩個天線處的接收信號分別為：*AAAABBAyxhxhw*BAABBBByxhxhwAx表示從 A 天線發射的有用信號，Ay表示 A 天線處收到的干擾信號，包括自干擾信號與其他天線處的串擾信號兩部分；Bx表示從 B 天線發射的有用信號，By表示 B 天線處收到的干擾信號。h表示為傳輸信道（例如BAh表示天線 B 到天線 A 之間的傳輸信道），w為高斯白噪聲。在 IEEE 802.11g 空中接口中，利用長訓練序列(LTS)符號來捕獲正交頻分復用(OFDM)數據包的開始部分。在

168、線性信道估計中，首先計算 LTS 符號的平均值，然后使用這些符號來估計干擾信道h。信道估計完成后，接收信號模型通過信道估計結果與發射信號矢量重構為：*AAAABBAyxhxh*BAABBBByxhxh再經過插值后，從原始接收信號矢量中減去構建的信號矢量，得到線性 DSIC 的殘差信號為：AAAyyrBBByyr再利用 MP 模型構建殘差信號矢量：77/13711200|Dmkkpkpr na x npx np其中 x n表示輸入的發射信號矢量，r n表示構建的殘差信號矢量模型，1D表示最高非線性階數，1m表示記憶深度，kpa表示所構建信號的復系數。通過正則化最小二乘估計可求得對應的模型系數，進

169、而得到由 MP 模型所構建的殘差信號矢量模型Ar和Br，最后，將重構后的殘差信號與線性 DSIC 殘差相減，得到 22 全雙工 MIMO 系統中集成 DSIC的非線性殘差信號：,resAAres Arrwx,resBBres Brrwx最后，為了提高 DSIC 的性能，進一步消除非線性殘差信號，對上述非線性殘差信號再進行基于最小均方估計的隨機傅里葉特征變換（RFF-LMS）。其中 RFF 變換能夠對輸入數據實現高維的非線性映射，再使用 LMS 估計能夠對輸入的非線性殘差進行更高精度的建模。對于 22 的全雙工 MIMO 中的 RFF-LMS，分別使用來自天線 A 和天線 B 的傳輸數據鏈形成變

170、換后的觀測矩陣,RFF AX和,RFF BX后，每個樣本的估計可寫成：,n,An,B,x x TTn AAn ABRRABTTn BAn BBggrnrngg其中，x 是觀測矩陣RFFX的行向量，Tng為對應的估計向量。最后，將 LMS 實部估計和虛部估計的輸出組合為 r，得到 22 全雙工 MIMO 系統中非線性 DSIC 的最終殘差為：,resAAres Arrwx,resBBres Brrwx78/137圖8-24一個22全雙工的MIMO系統中，新興的SI通道和集成的DSIC解決方案4）接收端欠采樣非線性自干擾消除接收端欠采樣非線性自干擾消除全雙工系統中射頻重建通道中的非線性的欠采樣抑制

171、方案的結構圖如圖 8-25 所示。圖8-25射頻重建通道欠采樣非線性干擾抑制結構示意圖圖 8-25 包含了一條在發射端耦合出的反饋支路、接收鏈路部署的欠采樣捕獲通道以及自干擾重建抑制模塊。并在此基礎上提出了抗混疊的帶限建模策略以及欠采樣聯合自干擾抑制算法。反饋支路以及接收鏈路中的欠采樣捕獲通道由一個低通濾波器以及欠采樣率的 ADC 組成。此處低通濾波器的目的是使帶限版本的信號帶寬可以滿足 ADC 的采樣率，進而不產生混疊干擾。值得注意的是，此時的 ADC 的采樣率是遠低于完整捕獲由于非線性失真而導致的頻譜再生所需的奈奎斯特采樣率，因而捕獲到的信號是帶寬受限的?？够殳B的帶限建模過程如圖 8-26

172、 所示，其中包含上采樣、高階分量擬合、低通濾波、下采樣，最后通過調整時延，組成參考信號矩陣。其中低通濾波采用的濾波器與接收端欠采樣捕獲通道中的低通濾波器頻率響應是一致的。79/137圖8-26抗混疊帶限建模過程示意圖（3）自干擾消除應用實例自干擾消除應用實例1）低于底噪的自干擾消除方法低于底噪的自干擾消除方法1、信道容量CCFD 發射信號與接收信號設置在同一頻率和同一時間上，節點的帶寬效率提升一倍,而 SI 消除是實現 CCFD 頻譜效率增益之關鍵。參照香農信道容量公式可以把 CCFD 雙向通信容量寫為=2(1+)上式中，和分別代表信道容量、接收信號功率、自干擾功率和噪聲功率。經過 SI 消除

173、器輸出的殘余自干擾決定了通信頻譜效率。一般而言，殘余自干擾越小頻譜增益越大。在自干擾被徹底消除情況下，即：=0，上式變為=log2(1+)它標志了兩倍的頻譜效率增益。目前，消除子干擾分為如下三個部分組成：（1）天線隔離技術、（2）射頻干擾消除技術和（3）數字干擾消除技術。2、消除自干擾關鍵因素80/137圖8-27 CCFD自干擾消除結構圖正如所知，對在 CCFD 節點而言，到達接收機發的射機信號稱為自干擾。在發天線與接收天線分置的情況下，這里定義連接前者之后者無線信道為自干擾信道。消除自干擾消除之關鍵在于自干擾信道估計精度。為此，我們給出下列分析。CCFD 接收機接收到的信號是通信信號與 S

174、I 的混合物，它可以表示為=+?上式中 是混合信號，發射機信號（即：SI），代表多徑自干擾信道響應參數，和 分別表示通信信號和它的多徑信道響應參數，為高斯白噪聲信號，i 和 j 分別表示采樣序列參數和多徑參數。通過信道估計，接收機利用已知的發射信號重構來自空中接口的 SI，并實現如下的消除：=?+?+上式 表示消除自干擾后的接收信號，?為自干擾信道響應參數的估計值。假設信道估值是精準的，即：=?SI 消除后的接收信號變為=?+81/137由此實現了理想的信號接收。2、精準的信道估計不同于通信信道估計，自干信道估計無需特殊設置導頻序列。原因是，自干擾是已知的發射機信號。利用這個信號估計信道具有得

175、天獨厚的優勢，特別是在發射機實施寬帶長時間的連續信號發射時。假設發射信號是一個隨機序列，根據統計理論得知如下三個重要性質：（1）隨機序列自相關值正比于序列長度，相關值相應的能量值正比于長度的平方值；（2）序列時延自相關期望值為零；相關結果的能量值與長度成正比；（3）序列與噪聲相關值相應的能量值與序列長度成正比?；谏鲜龇治隹芍?，估計信道中的信噪比隨序列長度增加而線性增加。把接收信號表達為如下的成向量和矩陣形式 121=1000210012+11+2+1121+1000210012+11+2+1121+121=X Xh h+Xh+n+Xh+n其中，考慮自干擾信道和通信信道共有條多徑。=121T表

176、示遠程通信信號。從上式可以發現，遠程通信信號以及高斯白噪聲的存在會影響自干擾信道的估計。當采用最小二乘法對自干擾信道進行估計時，多徑信道的估計值可以通過求解以下問題minh h?h h?2其中，2表示 F-范數(Frobenius norm)。對上述的信道估計值求一階導數可得 h h?2h h?=h h?h h?h h?=2X XX Xh h?2X X令上述一階導數等于 0，可得自干擾信道的估計值為h h?=X XX XX X=h h+X XX XX Xx+nx+n=h h+I I?其中，I?為等效干擾項。為方便問題的分析，假設干擾加噪聲項(+)中的每個元素服82/137從相互獨立、零均值和方

177、差 2的高斯分布。計算信道估計誤差的方差為2=1=1I?2?=2Tr X XX X1其中，Tr 表示矩陣的跡。隨著符號序列長度 的增加，上式中的 Tr XX1項隨之減小。它表示導頻序列長度的增加導致自干擾接收能量增加，而信道估計誤差變小。為了清晰表示上述論證，我們以單徑自干擾信道模型為例，把接收信號表達式簡化為 121=1121+1121+121信道參數 1的估計值為1=1()=1()=1+=1(+)1+其中，為自干擾數字基帶符號能量。從上式中可以推斷，隨著序列長度 增加，估計誤差 的方差減小。當 趨于無窮大時，趨于 0，可實現完美的自干擾信道估計。若自干擾信道為多徑信道，我們可以得到同樣的結

178、論。為了證明方法的有效性，我們將上述自干擾信道響應估計值代入，得到了殘余自干擾。仿真結果表示在圖 8-28 中，對應的仿真設置為 SI 功率比遠程通信信號功率高 10dB，遠程通信信號功率比噪聲功率高 20dB，多徑信道數為 =20?？梢钥闯?，殘余自干擾功率隨序列長度的增加而降低。并且當序列長度大于 2000 時，殘余自干擾可被抑制到熱噪聲以下。83/137圖8-28殘余自干擾功率隨序列長度變化二、多徑自干擾的處理方法由于自干擾是一個多徑干擾，在消除時極其復雜，特別是射頻的多徑干擾消除。這里介紹一種均衡方法，它在發射機處經信號處理，使得自干擾信道變為單經信道，從而大大簡化自干擾消除的復雜度。圖

179、8-29預均衡消除全雙工自干擾模型如圖 8-29 所示，考慮最簡單的 CCFD 節點系統模型，其中發射機信號為()x m，在它的前面設置一個預均衡濾波器。假設自干擾信道為一個多徑信道，則可以用一個濾波器表示自干擾信道響應。在上述情況下，CCFD 接收機接收信號為()()*()*()y mx mf nc n其中()為接收信號。接收信號在頻域上可以表示為：()()()()YXFC其中，()Y，()X，()F和()C分別表示表示()y m，()x m，()f n和()c n的傅里葉變換結果，表示角頻率。為消除自干擾的影響，預均衡濾波器應構成多徑自干擾信道的逆濾波器。預均衡頻域解為：1()()FC將(

180、)F變換到時域得到()()f nFFT F84/137在實際應用時，()C可以根據信道估計得。在預均衡為自適應濾波器情況下，該方法無需進行信道估計即可將多徑自干擾變為單徑自干擾。圖8-30預均衡構造信號消除效果圖圖8-31自干擾隨著預均衡濾波器變化圖仿真設置預均衡濾波器和信道濾波器系數均為 24 階，信道模型采用三徑信道，每徑符合瑞利分布，發射信號為隨機 BPSK 信號。如圖 8-30 所示，在信噪比為 5 的條件下，利用預均衡器情況下，發射信號與接收信號波形在時域上的比較?？梢钥闯龃戆l射信號的藍色曲線與預均衡方法的接收信號基本一致。我們用22|()()|()|x mmSyxIm表示殘余自干

181、擾?？梢钥闯鰣D 8-30 中的殘余自干擾近似為零。如圖 8-31 所示，隨著預均衡濾波器的階數增加，則預均衡效果趨于理想，消除后的殘85/137余自干擾也隨之下降。4、時頻兩維演進方法時頻兩維演進方法傳統的通信系統主要分為 TDD 系統和 FDD 系統，TDD 系統在時域上將資源劃分上下行，FDD 系統則在頻域上將資源劃分上下行。為了進一步提高時頻資源使用的靈活性和利用率，業界提出了靈活幀結構和子帶全雙工的概念。靈活幀結構系統能夠根據業務需求動態、按需地調整 TDD 幀結構。子帶全雙工系統在 TDD 頻段上劃分互不重疊的上下行子帶，從而讓基站能夠實現同時收發，對應的終端可以是不支持同時收發的半

182、雙工終端，也可以是支持同時收發的子帶全雙工終端。為了更進一步的提升提高時頻資源使用的靈活性和頻譜效率，同頻同時全雙工一直備受業界的關注。1.雙工模式演進蜂窩移動通信從最初面向的語音業務，發展到現在的數據業務，并擴展到各種垂直應用場景，如高可靠低時延的工業控制，對頻譜資源的需求和使用方式不斷變化。根據時頻資源的上下行傳輸方式，雙工模式可以分為圖 8-32 所示的 4 種情況。（1）頻分雙工（2）時分雙工（3）子帶非重疊全雙工（4）子帶重疊全雙工圖8-32雙工模式（1）頻分雙工：上下行使用不同的頻帶，資源固定分配。頻分雙工是大部分蜂窩通信系統都支持的頻譜分配方式，主要面向上下行業務流量對稱的場景，

183、如語音。頻分雙工要求具有成對的頻譜，缺乏靈活性，對于以下行傳輸為主的數據業務，大部分上行資源沒有得到86/137充分利用。（2）時分雙工：上下行使用相同頻帶的不同時間，上下行傳輸時間分配可以自適應于業務需求。時分雙工在 TD-LTE 受到關注，并且成為 5G NR 的主要頻譜分配方式。時分雙工可高效支持數據業務，特別是上下行時間可以靈活配置，如支持高速下載業務的幀結構。由于上行傳輸時間相對頻分雙工減少，時分雙工的覆蓋受限，并且對同步要求較高，目前主要應用在較高頻點。（3）子帶非重疊全雙工：在同一頻段內通過不同的子帶同時支持上下行傳輸，可以靈活配置上下行傳輸子帶帶寬。子帶非重疊全雙工在 5G-A

184、davanced 開始啟動標準化工作，一方面是自干擾消除技術的發展，支持基站具備同時收發的能力；另一方面，5G-Adavanced的業務需求持續增長，特別是 eMBB 和垂直業務，如視頻直播、增強現實、數字工廠、遠程視頻監控、機器遠程控制等，對傳輸時延、上行數據速率和容量、上行覆蓋的需求提高，要求對頻譜資源的使用進行增強。（4）子帶重疊全雙工：在同一子帶上同時進行上下行傳輸，可以支持任意靈活的調度。子帶重疊全雙工可實現統一的雙工制式，消除對頻譜資源使用和管理方式的差異，實現頻譜虛擬化。相比于子帶非重疊全雙工，子帶重疊全雙工可以進一步降低時延，支持超低時延業務；支持更多的上行頻譜資源，進一步提升

185、上行數據速率和覆蓋性能；在理想情況下可以將頻譜效率相對 FDD 或 TDD 提升一倍。子帶重疊全雙工對于提升網絡能力具有很高價值，對于未來網絡滿足低時延、廣覆蓋、大流量等方面需求有良好的應用前景，也需要更強大的自干擾消除技術和更先進的組網技術。圖8-33子帶重疊全雙工多用戶調度示例子帶重疊全雙工可以支持任意帶內全雙工的能力，靈活地將子帶頻譜作為上下行時頻資源進行分配，并配置為半雙工或全雙工傳輸模式。在子帶級別，可以調度下行鏈路、上行鏈路、或者上行/下行鏈路同時傳輸，這對于垂直業務非常關鍵，如支持上行和下行鏈路非常87/137靈活和動態的分配，或者較低的下行和上行鏈路延遲。圖 8-34 是一個子

186、帶重疊全雙工多用戶調度的示例，在該基站服務的 4 個用戶中，用戶 1 和用戶 2 分別進行下行和上行傳輸，但是在同一子帶上，而用戶 3 和用戶 4 通過時分或子帶頻分進行下行和上行傳輸?？梢钥吹?，子帶重疊全雙工可以在同一小區中同時使用時分雙工、子帶非重疊全雙工和子帶重疊全雙工，并可以在傳輸模式之間進行靈活切換，將用戶靈活分配到不同的子帶上。子帶全雙工技術是同頻同時全雙工的基礎。子帶全雙工的技術積累和驗證對同頻同時全雙工的研究具有重要的參考價值。目前子帶全雙工技術的研究和驗證吸引了業界眾多高校、機構和企業的參與。3GPP 在 Release 18 成立了“Evolution of NR dupl

187、ex operation”研究課題23，目前主要研究在 5G 基站側實現子帶全雙工的可行性和增益等。這個研究課題會持續到 2023 年底，之后 3GPP 預計會進行 5G 基站側子帶全雙工的標準化工作。2 雙工實現方法業界提出的子帶全雙工時頻兩維 Pattern 主要有以下 5 種：Pattern#1 保留部分 DL 時隙和 UL 時隙，將中間部分時隙變為“DUD”子帶結構?！癉UD”子帶結構將上行子帶“藏”在帶寬中間從而增加上行子帶與相鄰頻段的頻域距離，進而降低相鄰頻段的跨鏈路干擾。Pattern#2 保留部分 DL 時隙和 UL 時隙，將中間部分時隙變為“DU”子帶結構。DU”子帶結構能夠

188、降低系統實現復雜度，比如濾波器設計等，同時也能簡化基站的調度，因為不需要考慮跨兩個下行子帶的調度和傳輸問題。Pattern#3 將所有時隙變為“DUD”子帶結構。與 Pattern#1 類似，DUD”子帶結構能降低相鄰頻段的跨鏈路干擾。但是，在與先前部署的 TDD 系統共存的場景下，Pattern#3會對先前部署的基站的上行接收造成跨鏈路干擾。Pattern#4 將所有時隙變為“DU”子帶結構。與 Pattern#2 類似，DU”子帶結構能夠降低系統實現復雜度，同時也能簡化基站的調度。但是，在與先前部署的 TDD 系統共存的場景下，Pattern#4 會對先前部署的基站的上行接收造成跨鏈路干擾

189、。Pattern#5 將所有時隙變為互補的“DU”或者“UD”子帶結構。在與先前部署的 TDD系統共存的場景下，Pattern#5 會對先前部署的基站的上行接收造成跨鏈路干擾?？紤]到對先前部署的 TDD 系統的影響，3GPP 目前優先研究 Pattern#1 和 Pattern#2。88/137圖8-34子帶全雙工時頻兩維Pattern上下行子帶可以通過 subband 和 BWP 兩種方式配置：subband 方式：直接在 BWP 里面配置 subband。以 Pattern#1 為例，UE 的上行 BWP和下行 BWP 都包含整個帶寬，再額外給上行 BWP 在中間時隙配置一個上行子帶。BW

190、P 方式：將上下行子帶配置為 BWP，UE 需要同時激活多套 BWP。以 Pattern#1為例，UE 一共需要支持兩套激活 BWP：第一套上行 BWP 和下行 BWP 都包含整個帶寬；第二套上行 BWP 和下行 BWP 分別包含上行子帶和下行子帶。為了提高子帶全雙工系統的兼容性并保護重要的上下行信號不受跨鏈路干擾的影響，上下行子帶的配置通常需要適配 TDD 幀結構。通過在時域配置上下行子帶的周期Pattern 可以適配 TDD 幀結構，其長度可以等于 TDD 幀結構的周期。上下行子帶的劃分有半靜態和動態兩種方式：半靜態方式半靜態方式：上下行子帶通過高層信令劃分，基站在上行子帶里面調度上行，在

191、下行子帶里面調度下行。動態方式動態方式：上下行子帶通過高層信令劃分，動態信令可以動態改變上下行子帶的大小/長度或者動態改變上下行子帶的傳輸方向。動態改變上下行子帶的頻域大?。捍朔绞綄竞徒K端的實現難度較大，尤其是在上下行子帶采用了子帶濾波器的情況下，通常不建議采用此方式。動態改變上下行子帶的時域長度：此方式可以通過將上下行子帶配置動態的關斷或者開啟來實現，例如在上行業務較多時動態開啟上行子帶，在下行業務較多時動態的關斷上行子帶恢復成全下行符號。動態改變上下行子帶的傳輸方向：當下行業務較多時，基站在上行子帶里面調度下行；反之，當上行業務較多時，基站在下行子帶里面調度上行。靈活子帶是實現動態上下

192、行子帶劃分的一種方式。靈活子帶的時頻資源被半靜態配置，但是它的傳輸方向是基于基站調度的。例如，基站調度一個上行傳輸在靈活子帶內，那么該89/137上行傳輸應該被執行；，基站調度一個下行接收在靈活子帶內，那么該下行接收應該被執行。靈活子帶可以作為補充資源與上下行子帶同時配置。部分子帶全雙工時頻兩維 Pattern 存在兩個不同的下行子帶，下行信道/信號可橫跨兩個下行子帶傳輸，例如 PDSCH，PDCCH 和 CSI-RS 等。下行信道/信號的資源配置、指示方式可能需要增強，從而允許下行信道/信號在頻域橫跨兩個下行子帶傳輸。子帶全雙工時頻兩維 Pattern 存在兩種不同的下行傳輸時機，即下行子帶

193、符號和下行符號，下行信道/信號（例如 PDSCH 重復傳輸等）在時域可橫跨兩種不同的下行傳輸時機，從而增強下行傳輸的覆蓋、降低傳輸時延等。類似地，子帶全雙工時頻兩維 Pattern 存在兩種不同的上行傳輸時機，即上行子帶符號和上行符號，上行信道/信號（例如 PUSCH 重復傳輸，PUCCH 重復傳輸等）在時域可橫跨兩種不同的上行傳輸時機，從而增強上行傳輸的覆蓋、降低傳輸時延等。頻域間距會影響跨鏈路干擾（CLI,Cross Link Interference）的強度。一般來說，隨著頻域間距的增大，跨鏈路干擾強度逐漸降低。在子帶全雙工系統中，不同的區域受到的干擾強度不同，可以為干擾強度不同的區域配

194、置不同的參考信號密度，從而在保證信道估計可靠性的前提下，降低參考信號的頻譜開銷。以子帶全雙工 Pattern#2 為例，在中間時隙的下行子帶會對上行子帶造成跨鏈路干擾。根據距離下行子帶的頻域間距，將上行子帶劃分為三個區域，即 UL#1、UL#2 和 UL#3。UL#1、UL#2 和 UL#3 受到的干擾強度逐漸降低。因此，區域級別 CLI 測量上報可以用來獲取上行子帶內不同區域上的 CLI 強度。UL#1 受到的干擾強度大，需要再 UL#1 配置密度高的參考信號，以便更加精準地測量干擾強度；UL#2 受到的干擾強度次之，可采用密度適中的參考信號測量干擾情況；UL#3 受到的干擾強度最小，可采用

195、密度最低的參考信號測量干擾情況。不同的區域內的上行傳輸也可配置不同的功控參數來匹配不同干擾強度。UL#1 受到的干擾強度大，可配置對應發射功率較大的功控參數，以保證上行傳輸的接收性能；UL#2 受到的干擾強適中，可配置對應發射功率適中的功控參數；UL#3 受到的干擾強度最小，可配置對應發射功率較小的功控參數。90/137圖8-35子帶全雙工時頻兩維Pattern#2對于測量參考信號或測量資源，也可以通過上下行傳輸靜默（UL/DL transmission muting）的機制來保證測量的可靠性。在其中一種場景中，測量參考信號或資源為基站間 CLI 測量參考信號或資源，受擾基站在獲取到施擾基站的

196、測量參考信號或資源配置后，將在對應的資源上進行基站間 CLI 測量或信道測量。如果受擾基站下的 UE 在測量資源上發送 UL 信號，則 CLI 或信道測量結果可能會受到影響。因此，為了避免對測量造成干擾，最好不要在測量資源進行上行傳輸。因此，有必要定義上行傳輸靜默機制。也就是說，UE 可以被配置一些需要靜默的資源，并且UE 應該假定資源所占用的符號不可用于上行傳輸。另外，也可以考慮基于現有系統中的上行取消機制來實現上行傳輸靜默，潛在的問題是當前的上行取消機制中所指示的資源粒度很粗略，可以研究一些提高指示精度的增強機制。另一方面，如果受擾基站在執行基站間 CLI 或信道測量資源上執行下行傳輸，顯

197、然測量結果也將受到其自身下行傳輸的嚴重影響?；蛘呷绻軘_基站在執行基站間 CLI 或信道測量時，多個干擾源同時在發送下行信號，這也會導致無法準確測量各個干擾源的干擾強度。因此，對于受擾基站或者某些干擾源基站下行發送而言，測量資源也應該是不可用的。在NR 系統中，定義了下行速率匹配機制，用于避免其他下行傳輸對 CSI 測量的影響。例如，基站的下行傳輸圍繞 ZP CSI-RS 和 SSB 執行速率匹配。這里可以使用類似的機制。也就是說，對于基站間 CLI 或信道測量，基站的下行傳輸可以基于施擾基站發送的 SSB 或 CSI-RS執行速率匹配。下行/上行傳輸靜默的資源可以根據測量資源來確定。此外，考

198、慮到測量資源在相鄰頻域資源上的下行/上行傳輸也可能對測量造成干擾，例如干擾來自相鄰 RB 上傳輸的泄漏，因此需要在測量資源兩側保留特定的保護頻帶，以確定 DL/UL 速率匹配的資源。91/137圖8-36受擾基站的靜默資源在 TDD 系統中，初始隨機接入的時延、容量和覆蓋都受到較少的 UL 時隙的影響，例如，接入等待時延大，RACH 資源少和覆蓋小等。所以，上下行子帶被配置在 DL 時隙時，應該支持基于上行子帶的初始隨機接入，從而克服上述的現有缺點。一個簡單的例子如下圖 8-37，UL 子帶被配置在 DL 時隙，所以，更多的 RACH RO 能被配置在 UL 子帶內，UE 能在 UL 子帶的

199、RO 里執行隨機接入過程。類似的，msg3 也能被傳輸在 UL 子帶里。顯然，更多的 RACH RO 能被配置并使用，能顯著改善 TDD 系統的隨機接入能力。潛在的增強包括，需要解決 DL slot 里，SSB/PDCCH 與 RACH RO 的沖突問題；解決SSB 與 UL 子帶里的 RO 和 UL BWP 里的 RO 的關聯問題。圖8-37 RACH RO被配置在UL子帶同頻同時全雙工可以考慮以下 5 種 Pattern：Pattern#1 保留部分 DL 時隙和 UL 時隙，將中間部分時隙變為同頻同時全雙工結構。保留的部分 DL 時隙和 UL 時隙可以用來保護重要的參考信號和信道，比如

200、5G 系統中的 SSB，PRACH，PUCCH 等。Pattern#2 保留部分 DL 時隙和 UL 時隙，將中間部分時隙變為同頻同時全雙工結構，并在中間部分保留了部分上行子帶。保留的部分 DL 時隙、UL 時隙以及保留的上行子帶可以用來保護重要的參考信號和信道。92/137Pattern#3 保留部分 DL 時隙和 UL 時隙，將中間部分時隙變為同頻同時全雙工結構，并在中間部分保留了部分下行子帶。保留的部分 DL 時隙、UL 時隙以及保留的下行子帶可以用來保護重要的參考信號和信道。Pattern#4 可以視為子帶全雙工和同頻同時全雙工的結合。Pattern#5 將所有時隙變為同頻同時全雙工結

201、構，充分挖掘頻譜使用的靈活性和頻譜效率。圖8-38同頻同時全雙工時頻兩維Pattern類似地，同頻同時全雙工的上下行重疊時頻資源也可以通過 subband 或者 BWP 來實現。為了提高同頻同時全雙工系統的兼容性并保護重要的上下行信號不受跨鏈路干擾的影響，上下行重疊時頻資源的配置通常需要適配 TDD 幀結構。通過在時域配置上下行重疊時頻資源的周期 Pattern 可以適配 TDD 幀結構，其長度可以等于 TDD 幀結構的周期。類似地，同頻同時全雙工的上下行重疊時頻資源也有半靜態和動態兩種方式：半靜態方式半靜態方式：上下行重疊時頻資源通過高層信令配置，基站在這塊資源內可以按需調度上行和下行。動態

202、方式動態方式：上下行重疊時頻資源通過高層信令配置，基站可以根據業務情況和干擾情況，動態地關閉/開啟這塊資源的上行傳輸或者下行傳輸。與子帶全雙工系統類似，同頻同時全雙工不同的區域受到的干擾強度可能也不同。以同頻同時全雙工時頻兩維 Pattern#2 為例，在中間時隙，時頻重疊部分受到的干擾強度大，而底部的上行子帶受到的干擾相對較小。時頻重疊部分可配置密度較大的參考信號，并配置對應發射功率較大的功控參數；底部的上行子帶可配置密度較低的參考信號，并配置對應發射功率較小的功控參數。部分同頻同時全雙工時頻兩維 Pattern 存在兩個不同的下行子帶。例如 Pattern#3 包含時頻重疊區域的下行子帶和

203、底部下行子帶。下行信道/信號可橫跨兩個下行子帶傳輸，例如PDSCH，PDCCH 和 CSI-RS 等。類似地，部分同頻同時全雙工時頻兩維 Pattern 存在兩個不93/137同的上行子帶。例如 Pattern#2 包含時頻重疊區域的上行子帶和底部上行子帶。上行信道/信號可橫跨兩個上行子帶傳輸，例如 PUSCH，PUCCH 和 SRS 等。上下行信道/信號的資源配置、指示方式可能需要增強，從而允許上下行信道/信號橫跨兩個上/下行子帶傳輸。部分同頻同時全雙工時頻兩維 Pattern 存在兩種不同的下行傳輸時機，即下行子帶符號和下行符號，下行信道/信號可橫跨兩種不同的下行傳輸時機，從而增強下行傳輸

204、的覆蓋、降低傳輸時延等。類似地，部分同頻同時全雙工時頻兩維 Pattern 存在兩種不同的上行傳輸時機，即上行子帶符號和上行符號，上行信道/信號可橫跨兩種不同的上行傳輸時機，從而增強上行傳輸的覆蓋、降低傳輸時延等。對于同頻同時全雙工，如圖 8-39 所示，同一小區內不同 UE 之間的上下行傳輸將可能重疊在一起。CLI 由不同基站間的相同時頻資源上的干擾變為同一基站相同時頻資源發送接收間的自干擾，由于沒有了路徑損耗，干擾強度將更大，對上下行傳輸性能的影響將更嚴重。此時，更需要借助于上下行傳輸靜默機制來保證上下行傳輸性能。例如，上行傳輸或下行傳輸可以基于交疊資源做靜默，從而規避同時同頻干擾；或者，

205、至少考慮保證信道估計的性能，而需要對解調參考信號進行規避，即上行傳輸對交疊區域內的下行解調參考信號進行靜默，而下行傳輸需要對交疊區域內的上行解調參考信號進行靜默。圖8-39同頻同時全雙工下的資源分配子帶全雙工關鍵技術由于發送和接收在同一頻帶內同時進行，子帶非重疊和重疊全雙工都需要先進的自干擾消除技術。對于組網來說，上下行的同時傳輸將會帶來新的用戶間或基站間交叉干擾，需要先進的干擾管理技術。表8-1子帶全雙工對比子帶非重疊全雙工子帶重疊全雙工94/137關鍵增益上行覆蓋增強、時延降低頻譜效率提升、上行覆蓋增強、時延降低、通感一體化等新場景自干擾抑制鄰帶自干擾抑制技術：空間隔離、保護帶、模擬/數字

206、干擾對消同頻自干擾抑制技術：空間隔離、模擬/數字干擾對消交叉干擾鄰帶交叉干擾：資源優化配置、先進接收機等同頻交叉干擾：干擾消除、先進接收機、調度等應用場景大上行、低時延、上行覆蓋增強大上行+大下行+低時延自干擾消除子帶全雙工的關鍵技術之一是自干擾消除，干擾消除是一個多級的架構，包括空域、射頻域、數字域聯合的自干擾抑制技術?？沼虬ㄌ炀€位置優化、空間零陷波束、高隔離度收發天線等技術手段實現空間自干擾的輻射隔離；射頻域通過構建與接收自干擾信號相位相反的對消信號，在射頻模擬域完成抵消，達到抑制效果；數字域對殘余的線性和非線性自干擾進一步進行重建消除。由于子帶使用方法的差異，子帶重疊和非重疊全雙工對自

207、干擾抑制技術的需求有所不同，如表 8-2 所示。特別地，子帶非重疊全雙工可以利用保護帶實現頻域隔離，而子帶重疊全雙工需要更多地借助模擬干擾消除。表8-2自干擾抑制需求對比雙式雙式子帶非重疊全雙工子帶非重疊全雙工子帶重疊全雙工子帶重疊全雙工空間隔離高高頻率隔離高無波束隔離中中模擬干擾消除低高數字干擾消除中中組網技術子帶全雙工的另一個關鍵技術是組網。子帶全雙工組網將帶來復雜的干擾情形，如圖8-40 所示?；局g會形成多點對多點的復雜干擾網絡，包括基站自干擾、基站間交叉干擾，基站的高發射功率將導致上行 SINR 的惡化。小區內和小區間同時進行上行和下行的傳輸，上行用戶傳輸對下行用戶接收會造成干擾，

208、包括小區間用戶間交叉干擾和小區內用戶間95/137交叉干擾，多個上行用戶會對下行用戶產生復雜的干擾，造成下行 SINR 的惡化。圖8-40子帶全雙工組網干擾為應對子帶全雙工帶來的復雜干擾類型和干擾環境，網絡亟需更強大的協同能力，進行上下行鏈路的聯合優化，以提升全網的用戶體驗。如站間干擾測量和抑制，包括鏈路控制、混合動態靜態 TDD 配置、先進接收機、協調調度等；UE 間干擾測量和抑制，包括先進接收機、干擾測量、功率控制、協調調度等；干擾抑制和消除，包括方向性天線，低增益指向干擾，射頻干擾消除，模擬濾波器濾除鄰頻干擾等；上下行資源分配和配置，包括子帶級上下行配置，上下行方向沖突解決，上下行對稱設

209、計等。當前的自干擾消除技術主要在基站側實現，相應的子帶全雙工應用主要集中在蜂窩基站和中繼。在蜂窩基站這種場景中，子帶全雙工的基站可以同時調度上行用戶和下行用戶，從而提升頻譜效率和使用靈活性。在中繼傳輸場景中，在中繼節點，接收信號和轉發信號可以在同頻同時進行傳輸，可以顯著降低端到端時延。隨著自干擾消除技術的進步，子帶全雙工有應用于密集組網、宏站和終端的潛力，并進一步應用于 D2D 等場景。未來具備子帶全雙工能力的終端也可以利用子帶全雙工來提升雙向數據傳輸速率，同時降低用戶的反饋時延。圖8-41全雙工應用場景96/137對于下一代移動通信系統，大帶寬、大規模天線、密集組網等特性相對于 5G 會進一

210、步增強，子帶全雙工技術在干擾消除和組網技術需要提供相應的支持。對于自干擾消除系統，需要實現多天線、大帶寬、高功率自干擾消除電路的小型化，特別是自干擾消除芯片。對于組網，需要研究在密集組網場景下高效的交叉鏈路干擾測量和抑制/管理技術。5、相關頻譜資源問題，全雙工資源分配方法相關頻譜資源問題，全雙工資源分配方法1、資源分配現有挑戰：數據量呈爆炸性增長、無線設備的急劇增加以及廣泛的服務質量保障需求近年來，隨著各類智能設備（如智能手機、平板電腦、筆記本等）的大規模普及以及人們對高帶寬應用的需求急 s 速增長，促使各類軟件，尤其是視頻軟件的商業化應用。根據最新愛立信的移動報告預測，在 2023 年，平均

211、每部智能手機的數據消耗量將超過每月 19 GB，而到 2028 年，視頻預計將占移動網絡流量的 80%24。與此同時，網絡資源受限的情況仍然存在，以空口資源為例，當前無線網絡頻譜資源十分緊缺25，急劇增長的帶寬需求與有限的頻譜資源導致當前網絡的頻譜利用率與頻譜效率極低。同時，到 2028 年，固定無線接入（FWA）連接數將達到 3 億，其中近 80%的 FWA 連接將使用 5G 網絡。另一方面，5G 網絡需要滿足廣泛的 QoS 要求和特性，如高數據率、無縫移動性、低延遲、高可靠性、高安全性和隱私性、高電池壽命和低設備成本等。因此，需要設計合適的資源管理方案以實現不同應用、不同場景下的 QoS

212、保障。2.全雙工資源分配現存問題1）模式選擇：非理想的自干擾消除技術使得剩余自干擾極大地影響了全雙工系統的性能，因此，在某些場景中，在特定的剩余自干擾值下，半雙工模式有可能優于全雙工模式。因此，為了獲得更優的性能，需要在全雙工與半雙工模式之間進行合理的模式選擇。文獻28為全雙工認知網絡提出了一種基于神經網絡的自適應模式選擇方案，通過自適應的調整全雙工次級用戶的雙工模式以實現次級用戶的吞吐量與主要用戶的沖突率的權衡。針對無蜂窩大規模 MIMO網絡，文獻29的作者基于平行逐次凸近似法提出了動態雙工模式選擇算法；為了進一步降低算法復雜度同時進一步提升網絡頻譜效率，作者基于增強 Q-learning

213、提出了一種增強學習算法。為實現干擾管理，文獻30的作者為 D2D 網絡中的節點設計了雙工模式選擇方案，不同于以往的工作，該方案利用泊松點狀分布對具有隨機參數的大規模網絡進行建模，同時利用排隊理論與馬爾科夫過程對蜂窩用戶時延進行建模，從而使得方案與實際系統兼容性更97/137強。2）功率控制在多用戶通信場景下，功率控制是一種常用的能夠優化網絡容量、覆蓋范圍等的方法。不同于傳統的無線網絡，全雙工受到剩余自干擾的影響，當增加發射功率時，一方面接收端的有用信號增強，另一方面本接收機的剩余自干擾也同時增加。由于剩余自干擾的存在，需要合理地設計功率控制算法以最大化所有用戶的性能。在隱蔽通信中，文獻31的作

214、者為全雙工中繼節點提出了一種功率控制算法以使得隱蔽速率最大化。為消除全雙工引入的同頻互干擾，文獻32提出了一種分數功率控制方法，該方法通過調整上行用戶的發射功率以補償用戶和服務基站之間的部分路徑損耗。一般來說，功率控制算法需要已知網絡各節點之間的信道狀態信息，這會導致信令負載增加。為了解決這一問題，文獻33基于回報的學習方法提出了一種低復雜度的功率控制方法，這一方法可以有效避免信道狀態信息的獲取和交換，并且可以消除過時信道狀態信息的影響。3）發射波束成形發射波束成形是一種通用的用于控制傳輸方向性的信號處理技術，其能夠在理想的方向提供較高的天線陣列增益。為了改變陣列發射的指向，波束成形通過在發射

215、端控制信號的相移和相關幅度以在波前實現建設性和破壞性的干擾。對于全雙工通信來說，設計穩健的發射波束成形算法將是非常有益的，它可以提高接收端的信號強度，同時在各種設計標準（如最小均方誤差）下減少自干擾。文獻34證實通過合理設計傳播域波束成形可以有效地壓制自干擾，并研究了預編碼錯誤與自干擾消除存在之間的權衡關系，此外，文獻通過發射波束成形與基于波束的模擬域自適應濾波提出了聯合自干擾消除，這一方案能夠實現更好的自干擾消除性能。不同于文獻34，文獻35通過聯合優化發射以及接受波束成形以實現自干擾消除，從而實現了更高的數據速率。為避免自干擾過高從而超過低噪聲放大器和模數轉換器的線性工作范圍，文獻36提出

216、了一種基于波束對準測量構建模擬波束成形的方法，可以實現以每根天線和每個射頻鏈單位限制自干擾程度，因此能夠提供更高的靈活性。4）子載波分配在由一個全雙工基站以及 N 個子載波、M 個上行用戶、N 個下行用戶組成的全雙工OFDMA 網絡中，一個基本的挑戰是如何將上、下行用戶進行配對，并將子載波分配給這些用戶對以優化網絡性能。與傳統子載波分配問題不同，全雙工系統中子載波的分配需要考慮BS 處的剩余自干擾以及上、下行用戶之間的同頻互干擾，因此需要進一步的研究。文獻3798/137研究了多載波全雙工 NOMA 系統的功率與子載波分配問題，由于系統中存在多個干擾用戶在同一子載波上進行數據傳輸，因此該優化問

217、題極具挑戰性，文獻基于塊狀坐標下降法將原始優化問題分解為兩個子問題以降低復雜度。針對OFDMA全雙工分布式天線系統，文獻38通過優化子載波以及功率分配以最大化系統頻譜效率，同時將用戶的服務質量保障、發射功率約束以及子載波復用考慮在內。二、全雙工資源分配方法1.高譜效的資源管理方案頻譜稀缺與最優資源分配是高譜效系統的兩大關鍵挑戰。如今，大部分無線蜂窩運營商已經能夠為移動用戶提供多樣化的多媒體應用，但是這些運營商仍然受限于 700MHz 至2.6GHz 的移動寬帶載波頻譜。事實上，對于所有分配給運營商的頻帶來說，所有移動寬帶應用的帶寬不超過 780MHz。分配給移動運營商的頻譜被分割成不同的頻段，

218、每個頻段都擁有不同的無線接入網，具有不同的傳播特性和建筑穿透損耗27。除了頻譜稀缺以外，在 5G系統中，如何將可用頻譜最優地分配給特定的層（即宏蜂窩、小蜂窩、D2D 網絡等）仍然是需要考慮的一大問題。最近，5G 系統的重要技術，如毫米波回傳、大規模 MIMO、超密集網絡和全雙工通信技術，引發了創新無線電頻譜資源調度技術的發展。在頻譜資源調度中，有限的可用資源需要被有效地分配給每個活躍用戶，同時滿足如高數據傳輸、低延遲、可靠性、高電池壽命等服務質量保障。2.高能效的資源管理方案從 2007 至 2020 年，由于 5G 無線接入系統中逐步增長的設備數以及不斷擴張的網絡規模，信息與通信技術領域消耗

219、的碳排放預計增長 60%。無論是從利潤還是從經濟環境的角度來說，在下一代無線網絡中，能量效率將成為一大重要的關鍵指標。標準化機構和網絡運營商已經開始探索構成5G系統的未來技術，以在整個網絡基礎設施中實現能量效率的提升。目前，在 5G 系統中，仍然存在如下的能效挑戰。1)基于 5G 系統多樣化 QoS 需求的能量效率增益與基于 QoS 需求本身的能量效率增益之間的平衡尚未解決。2)小區大小設計對異構蜂窩網絡（宏小區、微小區、微微小區和毫微微小區的組合）以及各種中繼和協作通信的QoS 性能的影響尚未得到充分解決。3)盡管提供了不同基站類型（純宏蜂窩基站，以及宏蜂窩基站和微蜂窩基站的混合）的簡單能耗

220、模型，但 5G 系統仍然存在更多干擾和更頻繁的切換。如下展示了一部分全雙工系統的資源分配26。99/1371）全雙工 MIMO 系統FD-MIMO 系統中的每個節點都配備了一個 FD 無線電和多根天線，每根天線都可用于發射和接收。這使得兩個節點之間可以同時進行雙向的信息交流。這種系統的資源分配涉及空間域資源的分配，如天線。為提升時頻資源的利用率以及物理層的安全性，文獻39研究了全雙工大規模 MIMO 網絡并提出了聯合天線選擇與功率分配策略。類似地，文獻40中介紹了一種聯合速率分配與天線選擇的算法以調度網絡傳輸，并推導出 Nakagami-m 衰落環境下的網絡吞吐量的閉式表達式。2）全雙工中繼系

221、統基本的 FD-中繼網絡結構包括一對源和目的節點，以及一個中繼節點。源節點和目的節點都是半雙工模式，但中繼是以全雙工模式運行。這類系統的資源分配涉及到天線、中繼42和功率4143的分配。文獻42提出了一種混合雙工中繼選擇方案，通過選擇中繼以及中繼的雙工模式實現保密速率的最大化；文獻43分別針對靜態以及時變的信道提出了中繼功率控制方案；類似地，文獻41針對無線攜能全雙工 NOMA 系統提出了自適應的功率控制方案，聯合設計基站的功率控制系數以及中繼的時分因子。3）全雙工 OFDMA 網絡全雙工 OFDMA 網絡由一個使用正交頻分復用（OFDM）的 FD 基站（BS）和多個單天線半雙工上行和下行用戶

222、組成。上行和下行用戶可以形成一對發射-接收對，與 FD 基站通信。這種網絡的關鍵挑戰是如何在與 FD 基站的通信中為每個 OFDM 子載波優化配對上行和下行用戶4445。文獻44研究了全雙工多用戶系統中的用戶上、下行傳輸方向，用戶配對，功率分配問題；文獻45通過聯合優化用戶調度，動態無人機軌跡，以及發射功率以最大化系統吞吐量。4）全雙工異構網絡在全雙工異構網絡中，宏基站和微接入節點都配備了 FD 無線電。與傳統的異構蜂窩系統相比，相鄰小區的微接入節點通常不會相互干擾，而在 FD 異構網絡中，用戶和宏基站或微接入節點之間的同時上行和下行通信會導致 FAP 之間的強烈干擾464748。文獻46針對

223、全雙工超密集異構網絡提出了聯合頻譜與功率管理方案，通過將研究問題分解為小區內以及小區間的分配問題，從而實現了復雜度的降低；針對異構蜂窩網絡，文獻47結合 sub-6GHz 和毫米波頻段制定了全雙工接入和 D2D 鏈路子載波分配的優化問題，以實現系統傳輸速率最大化。為了獲得基站密集化部署的好處，文獻48將基站與用戶之間的匹配關系解耦，100/137使得每個用戶可以以解耦的方式在上、下行關聯多個基站，同時提出了聯合匹配與資源分配的方案以實現和速率的最大化。6、與與 MIMO 的結合，包括毫米波、波束的結合，包括毫米波、波束全雙工和 MIMO 都使用多個天線資源，且由于 MIMO 和全雙工技術都具有

224、高頻譜效率的特點，因此二者的結合可更好地提升系統的性能，全雙工結合 MIMO 是當下的研究熱點，而且 MIMO 還具有高能量效率和高可靠性特點，二者的結合可以很好的滿足未來通信的要求，因此，全雙工與 MIMO 的結合是一個重要的研究方向。但是在設計全雙工 MIMO 系統時，會面臨諸多問題。首先是 MIMO 設計中天線數目和射頻通道的急劇增加給整個射頻系統帶來巨大的設計困難和挑戰，其次是全雙工中同頻段同時收發產生巨大的自干擾現象且自干擾消除的復雜程度隨著系統天線數目的增加而急劇增加，并且還有現階段低頻段的頻譜資源緊缺的問題。為了解決 MIMO 全雙工系統中自干擾問題，按照是否在發射端對自干擾信號

225、進行預處理，可以分為被動式的自干擾抑制和主動式的自干擾抑制。被動式的自干擾抑制通過在全雙工節點的接收端對自干擾信號進行抑制，目前主要的實現方案包括：天線消除、模擬域消除和數字域消除。主動式的自干擾抑制在發送端對信號進行預處理，以減輕接收機自干擾抑制的壓力，并伴隨著多天線技術的應用，相應的空域自干擾抑制技術隨之提出。被動式的自干擾抑制中的天線消除方案是最簡單的自干擾抑制方法，包括使用天線隔離、定向天線和極化天線。普林斯頓大學49于 2012 年提出了 MIMO 全雙工(MIMO-Duplex,MIDU)系統，MIDU 使用移相器來進行信號的反相，可以適用于更大的信號帶寬。MIDU 系統使用了兩個

226、階段的天線消除，如圖 8-42 所示，通過移相器生成相位相反的兩路信號在兩根發送天線發送，接收天線收到的信號已經過第一階段的干涉相消，再把兩路接收信號進行移相合并作為第二階段的干涉相消。MIDU 為 MIMO 系統天線消除提供了一種思路，但MIDU 系統有兩個很重要的假設，即近端的信道只和兩根天線之間的距離有關，信道的對稱性和時間無關，而且 MIDU 系統需要使用 4 倍于半雙工的天線數量，天線的使用效率不高。101/137圖8-42 MIDU系統天線消除實現自干擾抑制被動式的自干擾抑制中的模擬域消除是在接收信號進入模數轉換器之前進行的，2013年，斯坦福大學的一項研究50采用另一種方法進行模

227、擬域消除，在發送端功率放大器的輸出端加上一個耦合器，導出發送信號的副本，然后用 16 個固定時延的抽頭組成 FIR 濾波器，利用 802.11 系統的訓練序列進行信道估計，調整抽頭系數模擬自干擾信號的傳播，然后從接收端減去模擬出來的自干擾信號，如圖 8-43 所示，該方法能實現 42dB 的模擬域自干擾抑制。2014 年，該實驗組再次發表研究成果51，將此方案擴展到 MIMO 系統。圖8-43模擬域自干擾抑制被動式的自干擾抑制中的數字域消除是在數字基帶中進行的，負責參與自干擾信號的消除。數字域消除時，利用已知信號對自干擾信道進行盲估計，進而計算出進入接收端的殘余自干擾信號，然后在接收信號中減去

228、。數字域上可以進行比較復雜的信號處理，但是信號在進入數字域時需要進行模數轉化，如果模數轉化前自干擾信號沒有得到足夠的抑制，將使有102/137用信號被量化噪聲淹沒。加拿大 McGill 大學的一項研究52針對 OFDM 信號采用了子空間的方法，利用信號子空間和噪聲子空間的正交性，進行自干擾抑制，可以有效處理自干擾信號中的非線性成分。而主動式的自干擾抑制方法中典型的空間域自干擾抑制算法有：預調零算法、預編碼/解碼技術、基于零迫濾波器的零子空間映射、塊對角化算法和最優特征波束賦形算法等。毫米波MIMO全雙工系統的自干擾消除面臨高頻大帶寬、復雜自干擾信道的挑戰，其自干擾消除方案一般包括三個階段，即傳

229、播域（空域）消除、模擬域消除以及數字域消除，系統框圖如圖 8-44所示。圖8-44毫米波MIMO全雙工系統自干擾消除方案傳播域（空域）消除技術包括高隔離天線技術及波束賦形抵消技術。高隔離天線技術主要利用收發天線空間隔離、極化隔離及加載隔離柵提升收發天線隔離度。波束賦形抵消通過優化發射與接收陣面波束碼本實現有效的自干擾抑制能力，同時滿足通信波束指標要求。相關研究人員53通過將毫米波通信技術結合大規模MIMO技術實現多波束賦形。首先，通過在相同物理口徑下，采用3GHz的貼片天線和30GHz的陣列天線，給出了符合理論的Friis方程的自由空間傳輸損耗的測量結果，驗證了毫米波頻段的傳播特性的關鍵參數與

230、典型的蜂窩頻段相當，與此同時利用毫米波頻段波長較小的特點，在緊湊的空間環境下可以使用大量的天線單元來合成與大規模陣列增益相對應的高方向性波束，以此設計了毫米波自適應波束形成系統如圖 8-45所示，證明了毫米波頻段能夠支持幾百米半徑的室外和室內覆蓋，為后續毫米波結合全雙工MIMO系統提供了一種新思路。103/137圖8-45毫米波結合MIMO的自適應波束形成系統模擬域消除主要受限于射頻抵消器使用規模，隨著收發天線陣子數量的增加抵消器需求數量呈指數級增長，在毫米波超大規模MIMO系統中是不可接受的。另一種實現方案是在毫米波發射射頻通道功分前及接收射頻通道合成后連接模擬抵消器，可減少抵消器需求數量。

231、文獻中基于光纖的多抽頭模擬抵消器見圖 8-46，抵消帶寬大性能優，但器件不成熟、體積巨大。而且此類方案的共性缺陷是不能抵消發射射頻前端波控芯片的非線性及噪聲。因此，利用大規模MIMO波束特性實現自干擾抑制是一種可行的方法。圖8-46毫米波MIMO全雙工系統自干擾消除方案MIMO全雙工系統的自干擾消除面臨復雜自干擾信道帶來的嚴峻挑戰，但同時系統所采用的數字/模擬混合波束賦形架構為利用波束賦形算法在空域抑制自干擾信號提供了基礎。毫米波模擬波束賦形的全雙工系統框圖如圖 8-47所示，發射信號的部分能量從發射陣列天線到達接收陣列天線形成自干擾，以H表示自干擾信道矩陣。發射天線數量為tN，接收天線數量為

232、rN，發射與接收陣列在方向的響應向量分別為 1txatNC和 1rxarNC，按照傳統約定，使得 tN22txa和 rN22rxa。104/137圖8-47毫米波全雙工模擬波束賦形系統盡管當前僅考慮模擬波束賦形，實際上碼本優化方法同樣適用于數?；旌喜ㄊx形架構。令1NtCf為發射預編碼向量，1NrCw為接收合成向量。來自全雙工系統的發射符號s將通過其發射波束f和發射增益P注入自干擾信道H，然后再通過其接收波束w進行合成。則接收自干擾信號表示為sHfwGPy(1)可以看出，基于自干擾信道H，通過有效調整w和s可以降低接收自干擾功率。同時，發射波束和接收波束的調整需保證指向用戶方向的波束增益及方向

233、圖指標滿足要求。7、低軌衛星應用展望低軌衛星應用展望（1）衛星通信傳統雙工方式衛星通信傳統雙工方式傳統衛星通信系統采用的雙工方式有頻分雙工（Frequency Division Duplex,FDD）和時分雙工（Time Division Duplex,TDD）兩種，它們分別利用頻率和時間資源來實現上行（發送）和下行（接收）信號的同時傳輸，但采用了不同的策略。FDD 技術在兩個獨立的頻帶上分別進行上行和下行數據的傳輸。也就是說，一個特定的頻率范圍被分配給上行鏈路（終端/地面站發送到衛星），而另一個不同的頻率范圍用于下行鏈路（衛星發送到終端/地面站）。兩個頻率之間通常會有一個保護頻帶，以防止相鄰

234、信道間的干擾。由于發送和接收同時在不同頻率上進行，因此 FDD 能夠提供連續的雙向通信，105/137適合高數據速率應用，但頻譜需求大，需要兩倍的頻譜資源，并且由于需要兩套獨立的射頻前端，設備成本可能較高。TDD 在一個單一的頻率信道上交替進行上行和下行數據的傳輸。這意味著在同一頻率資源上，通過時間的劃分來區分發送和接收時段。它通過精確的時間調度，確保在指定的時隙內只進行發送或接收操作，避免了上下行信號之間的沖突。TDD 系統通常包括一個幀結構，其中定義了上行時隙、下行時隙以及可能的保護間隔（避免切換時的干擾）。TDD 的優勢是頻譜效率高，只需一半的頻譜資源即可實現雙向通信；上下行帶寬可靈活配

235、置，能夠根據上下行數據流量的不同需求動態調整時隙分配；成本較低，單一套射頻硬件即可支持上下行，降低了設備成本。1.同時同頻全雙工的技術優勢近年來，國內外低軌通信星座系統的發展如火如荼，美國 SpaceX 的星鏈系統已累計發射超過 6800 顆衛星，英國的 OneWeb 星座、美國亞馬遜的 Kuiper 星座、中國星網的衛星互聯網星座、上海垣信的 G60 星座等也都規劃了上千萬顆衛星，并陸續開啟了星座建設，近年提出的低軌衛星互聯網星座概念，掀起了低軌星座應用的第二次浪潮，頻率軌道資源的競爭日趨激烈，14GHz 用于衛星移動通信的頻率資源被分配殆盡，Ka 頻段 1830GHz 用于衛星寬帶通信的頻

236、率資源也已被大量使用，頻軌資源的國際競爭日趨白熱化。我國申報低軌互聯網星座的資料較晚，基本集中在 2017-2018 年，協調地位總體落后于國際主流低軌星座系統。同時同頻全雙工技術收發信號使用的頻率和時間相同，因此頻譜的利用率大大提高，可以有效緩解衛星通信系統頻譜資源緊張的問題，同時又提高了系統容量。（2）CCFD 應用于低軌衛星的技術需求應用于低軌衛星的技術需求同時同頻全雙工在發射信號的同時會對本地接收機造成強干擾，稱為“自干擾”。因此，同時同頻全雙工在實際應用中需要解決的最大問題就是自干擾的抑制問題。星地鏈路由于鏈路距離遠，信號衰減大，收發信號功率差距大，面臨更為嚴重的自干擾問題。106/

237、137圖8-48同時同頻全雙工的典型系統2 種同時同頻全雙工的典型系統結構如上圖所示，分別是收發天線共用和收發天線獨立2 種典型結構。2 種結構中都存在嚴重的自干擾：收發天線共用結構中，由于環形器的隔離度并不理想，發射機的發射信號一部分泄漏到了接收機輸入支路；收發天線獨立系統中，發射信號通過近場耦合效應，直接耦合到接收通道中去，形成自干擾。根據抑制環節的不同，自干擾抑制技術可分為空域、射頻域以及數字域抑制技術。不同環節的抑制技術具有不同的作用，空域和射頻域自干擾抑制的首要目的是防止接收機前級低噪聲放大器飽和，當空域可以提供較高的收發天線隔離度時，無需再進行射頻自干擾抑制。數字域自干擾抑制的目的

238、為抑制殘余的自干擾信號，當接收機接收到的自干擾信號功率低于接收噪聲功率時，無需使用數字域抑制技術。聯合使用自干擾抑制技術可獲得更好的自干擾抑制性能。（3）目前的技術驗證及應用情況目前的技術驗證及應用情況2023 年 9 月，浙江時空道宇科技有限公司與北京大學聯合成立“北京大學時空道宇先進通信聯合實驗室”?；诼摵蠈嶒炇?，雙方將共建校企聯合研發平臺，通過項目化運作，實現產學研融合，共同推動同頻同時全雙工通信技術領域基礎理論和工程化研發，發射低軌全雙工通信衛星并展開在軌試驗，共同制定全雙工衛星通信標準，推進全雙工地面通信產業化核心技術攻關。3GPP 國際標準化方面。3GPP 于 2022 年 8

239、月至 2023 年 12 月開展了 Rel-18 版本子帶全雙工 SBFD 的研究項目（study item），中國移動擔任該項目報告人。該研究項目主要評估了子帶全雙工 SBFD 在不同部署場景下的技術可行性和網絡性能，研究了干擾管理方案、系統107/137流程設計、射頻指標等。中國移動作為主編發布了該項目的研究報告 3GPP TR 38.858，為后續的標準制定工作奠定基礎。3GPP 于 2023 年 12 月進一步立項 Rel-19 子帶全雙工 SBFD的標準項目（work item），該項目從 2024 年 1 月開始，預計持續到 2025 年年底，將在 Rel-18研究項目的基礎上進行

240、子帶全雙工 SBFD 的標準制定工作。ITU 國際標準化方面。ITU 目前尚未開展子帶全雙工 SBFD 的標準研究和制定工作。CCSA 國內標準化方面。CCSATC5/WG8 于 2023 年 1 月開始子帶全雙工全球共存研究和相關法規現狀調研的研究課題項目，預計 2024 年底結項，由中國移動和中信科牽頭。該項目旨在調研最新的子帶全雙工技術特性、應用和使用場景，以及子帶全雙工當前相關的共存研究進展；收集和梳理國內外 TDD 頻率，并對國際相關研究和趨勢進行分析，為我國無線電主管機構提供技術支撐和參考。8、全雙工緩存方法和技術全雙工緩存方法和技術隨著眾多移動社交平臺和多元化新興業務的不斷涌現，

241、無線業務呈現高并發的態勢，而無線資源則已十分緊缺。在由云-邊-端構成的層次化內容中心無線網絡中，通過引入分布式緩存技術，熱門內容可以預先緩存至網絡邊緣以及終端，從而降低遠端云負載壓力，特別是減緩高峰時段的擁塞情況。分布式緩存大致可分為四個階段：（1）緩存內容請求：用戶根據需求發出請求；（2）緩存內容感知：在網絡中搜索所需內容，判斷所需內容是否被緩存及所在位置；（3）緩存內容分發：緩存節點或遠端服務器將內容分發至請求節點；（4）緩存內容更新：根據內容流行度等信息更新緩存節點所存儲的內容。依據內容被存儲的位置，緩存又可分為：（1）在演進分組核心（Evolved Packet Core，EPC）上進

242、行深度緩存，以減少內容傳遞延遲;（2）在基站緩存以減輕其吞吐量有限的回程鏈路的擁塞;（3）在移動設備上緩存以利用設備到設備的通信實現低延遲的內容共享?？紤]用戶設備側的緩存，是通過將用戶終端緩存（device caching）與終端間直通傳輸（device-to-device,D2D）結合，簡稱為 D2D 緩存。D2D 緩存被證明能有效卸載 D2D 網絡中的流量業務545556。在 D2D 緩存系統里，多個用戶設備形成可以存儲大量文件的公共虛擬存儲，其聚合的緩存容量隨 D2D 網絡中用戶數量增長，在流量卸載方面極具前景。然而，由于用戶終端存在功率受限的特性，D2D 緩存中一個不容忽視的問題是用戶

243、終端的通信范圍有限，由此影響了內容共享的兩個基本過程，即內容感知（content sensing）和內容傳輸（content delivery）。一方面，當用戶設備扮演內容請求者（content requester,CR）在108/137D2D 緩存系統內請求某個文件時，其發現預存了請求文件的緩存節點的過程被稱為內容感知，是內容傳輸前的必要步驟。從技術上講，由于用戶設備的臨近發現（proximity discovery）感知靈敏度有限，即使 D2D 緩存系統聚合的存儲空間巨大，也只有在以單個用戶設備為中心的某一地理范圍內的預存內容能夠被感知到。另一方面，當用戶設備的某個預存文件被請求時，此時用

244、戶設備扮演內容提供者（content provider,CP）的角色，向內容請求者傳輸文件。通常情況下，D2D 緩存系統中的內容傳輸是單跳（single-hop）鏈路的形式575859。然而，當內容請求者與內容提供者有一定距離時，尤其是當擴大用戶設備的內容感知范圍后，單跳傳輸易受大尺度衰落的影響而導致接收速率過低。從本質上而言，D2D 用戶設備通信范圍的有限性是限制 D2D 緩存系統卸載性能提升的根本原因之一。當用戶設備具備全雙工通信能力時，以上問題有望減輕。全雙工通信技術是在相同時間和頻率資源上接收和發送信號，有望成倍提升頻譜效率。近些年來，自干擾消除（self-interference c

245、ancellation）技術的發展使得全雙工通信收發器的實現成為可能。全雙工通信收發器應用在 D2D 節點處還具備額外好處。首先，由于 D2D 通信針對短程傳輸因而具備低發射功率的特點。當 D2D 節點應用全雙工通信后，相比于具備相等自干擾消除水平的高發射功率節點，D2D 節點的殘余自干擾功率更小。其次，在全雙工協作通信的輔助下，D2D 通信能獲得更大的網絡覆蓋。此外，全雙工通信“即收又聽”（listen-and-talk）的特性能有效促進 D2D 設備臨近發現過程60。已有研究探討了采用全雙工通信從多個緩存內容提供者61或宏基站62處接收數據，同時同頻轉發給內容請求者的傳輸方案。亦或是將全雙

246、工應用于 D2D 用戶對的互相傳輸，當彼此的請求內容預存在對方節點時63。以上這些工作僅只是將全雙工通信應用在內容傳輸的過程中。進一步地，將全雙工通信融合至內容感知和內容傳輸兩個過程，使同一用戶設備既可以扮演內容請求者進行協助感知，也可以充當內容提供者實施協助傳輸，從而促進流量卸載過程、提升系統卸載性能6465。圖 8-49 展示了基于全雙工的 D2D 緩存內容接入技術64。在 D2D 緩存系統中，考慮每個內容請求者隨機獨立地發送文件請求消息，請求文件，當有臨近節點緩存了文件時，將告知內容請求者。由于實際系統中接收機的靈敏度有限，每個內容請求者只能感知到一定地理范圍內的文件分布情況，這個地理范

247、圍稱做內容感知范圍(Content Sensing Range,CSR)。當內容請求者隨機請求文件時，包含兩種內容接入形式：形式 1：在發送文件請求消息后，內容請求者在其內容感知范圍內發現已經預存請求文件的內容提供者。當有不止一個這樣的內容提供者時，由最近的內容提供者通過 D2D 鏈路109/137發送預存文件給內容請求者。形式 2：當請求的文件在內容感知范圍內不存在時，內容請求者將廣播請求協作消息，邀請其 CSR 范圍內的所有用戶設備進行協作感知。收到請求協作消息后的用戶設備將在其對應的 CSR 內幫助尋找請求文件。一旦找到文件，由其中某個用戶設備作為中繼，通過全雙工 D2D 鏈路從內容提供

248、者處協助將文件取回給原內容請求者。若以上兩種形式均獲取內容失敗，內容請求者將向基站請求文件，宏基站通過回傳從核心網服務器下載文件后通過蜂窩鏈路發送給內容請求者?？梢钥吹?，在形式 2 中，在全雙工通信的協助下，內容請求節點的內容感知范圍被擴大。并且，全雙工協作傳輸進一步提升了從遠處內容提供者處取回文件時的傳輸性能。簡言之，全雙工增強了內容感知和內容取回兩個過程。圖8-49基于全雙工的D2D緩存內容接入技術9、全雙工中繼技術全雙工中繼技術（1）全雙工中繼全雙工中繼全雙工中繼協作傳輸技術，是未來實現廣覆蓋、高頻譜利用率的無線通信技術之一。全雙工中繼技術一般用于提升無線通信系統的傳輸性能、擴大通信覆蓋

249、范圍。業界普遍認為全雙工技術將首先應用于中繼傳輸，主要原因是中繼的自干擾消除要求本身不那么苛刻66。無線傳輸過程中，由于信號功率有限，信號傳輸距離受到限制。為克服這一缺陷，提出了協作通信(Cooperative Communication，CC)的概念。協作通信是指系統端節點之間在中繼110/137的幫助下進行通信。中繼協作通信利用中繼節點對信號的轉發以增大信號覆蓋范圍、增加系統容量、減小能量損耗，從而獲得更好的傳輸效果。更值得關注的是，通過其中某一節點與網絡中其他節點的協作，能夠在整個網絡系統中形成一個分布式的天線系統，使得單天線設備通過協作能夠獲得空間分集增益。在無線通訊中，中繼協作增加了

250、信息的傳輸范圍，全雙工技術通過同時同頻收發信號提高了頻譜資源的利用率。將兩者結合能夠提供大覆蓋范圍、高頻譜利用率的通信服務，給人們提供更卓越的用戶體驗。由于中繼是最有可能在短期內采用全雙工技術作為小型小區擴展或覆蓋填充的候選硬件，因此在自干擾、中斷、效率等方面被廣泛研究。2009 年，Taneli Riihonen 在文獻67中分析了 AF 和 DF 協議下的全雙工中繼傳輸與半雙工傳輸的性能差異，經過仿真證明：自干擾抑制水平合理時，全雙工中繼傳輸的系統容量要高于半雙工傳輸。2011 年，Taneli Riihonen 又在文獻68中提出了半/全混合雙工模式中繼，依據自干擾抑制門限來決定中繼的雙

251、工工作模式，使整體系統能夠獲得最優的傳輸性能。Hongyu Cui 等人在其 2014 年發表的論文69中對全雙工雙向中繼系統的中繼選擇方案及其性能進行了研究，以文獻70對半雙工雙向中繼系統的研究為基礎，他們提出了令接收節點信干噪比最大化的全雙工雙向中繼選擇方案，推導了系統誤碼率、中斷概率、容量等的閉式解，并通過仿真證明當全雙工中繼的剩余環路干擾較小時，全雙工雙向中繼系統的誤碼率及中斷概率等性能要優于半雙工雙向中繼系統，且全雙工中繼系統也可實現分集增益。2017年，Yuansheng Jin 和 Xiang-Gen Xia 在文獻71分析了單向全雙工中繼傳輸模型下的功率分配問題。文中以中繼主徑

252、能量與直達鏈路信號能量相等為目標，計算得到功率分配因子，并通過仿真證明全雙工中繼在合理的功率分配條件下，有比半雙工更佳的誤碼率傳輸性能。相較于半雙工中繼傳輸，全雙工中繼傳輸理論上可以將系統的吞吐量提高 1 倍，但是，全雙工中繼傳輸也會引起中繼環路自干擾，由于節點存在的環路自干擾，使得整體的系統性能受到很大限制。雖然國內外學者在自干擾消除技術方面做了很多研究，但是依舊有剩余自干擾的存在。近年來許多學者在全雙工中繼系統自干擾和協作傳輸方面進行了大量的研究。通過空間域、模擬域、數字域的自干擾消除，在一些場景下中繼自干擾可以被抑制到足夠小72，從而使全雙工中繼傳輸得以實現。另一方面，通過巧妙的系統設計

253、，自干擾信號可以加以利用從而成為有用信號。全雙工中繼節點的剩余自干擾可以通過多種形式被重新利用。其中西安電子科技大學的劉毅教授團隊首先研究了剩余自干擾和協作空時編碼的結合，利用剩余自干擾進行空時編碼。111/137空時編碼73是一種使用多天線提高無線通信系統中數據傳輸可靠性的方法?？諘r編碼技術將數據流的多個冗余副本傳輸到接收器，其中至少有一些副本的信道狀態足夠好，從而獲得分集增益。對于全雙工中繼網絡的合作分集場景，源節點和全雙工中繼可以協同工作以模擬虛擬多天線陣列。這促使一些研究7378以分布式方式實現空時編碼(即分布式空時編碼)，以在協作全雙工中繼網絡中實現分集增益。按照中繼節點對信息處理方

254、式的不同，可以將中繼協議分為：放大轉發協議(Amplify and Forward,AF)、譯碼轉發協議(Decode and Forward,DF)等。放大轉發模式下，傳輸可以始終保持在載波頻率，中繼節點只需進行濾波和放大。從中繼硬件的復雜度角度來看，放大轉發應該是最簡單的選擇。譯碼轉發模式下，中繼接收信號并向下轉換為數字信號，然后向上轉換回原頻段。全雙工中繼節點可以在 AF7577以及 DF7374模式下工作。在76中，作者假設了完美的自干擾抵消，但在實踐中并不總是如此。實際上，研究表明，剩余自干擾對 FDR 網絡中 DSTC 的性能有顯著影響74。如果不正確處理剩余自干擾，可能會降低 D

255、STC 方案的性能。為了克服自干擾的不利影響，劉毅教授團隊在分布式空時編碼方案的設計過程中，利用中繼節點殘余自干擾進行協作空時編碼，接收端采用線性解碼即可達到滿協作分集的效果7578。進一步的，該團隊在深入分析全雙工中繼殘余自干擾機理的基礎上，建立了自干擾信道“等效多徑模型”，并分別提出了基于 OFDM79和單載波頻域均衡（SC-FDE）的全雙工中繼傳輸方案80。利用 OFDM 和 SC-FDE 的循環前綴降低殘余環路自干擾的影響7980，設計了基于最大化信干噪比的中繼放大因子控制和協作傳輸方案，這些方案對剩余環路干擾具有較強的魯棒性。與文獻69所提方法、半雙工中繼傳輸方案進行對比，“等效多徑

256、”方案具有更好的性能表現。在 MIMO 全雙工通信方面，該團隊研究了面向萊斯信道的大規模 MIMO 中繼系統的自干擾消除方案，證明了采用波束成形技術可以極大程度地消除中繼節點處的自干擾81。針對全部節點均工作在全雙工模式的雙向中繼通信系統，設計了基于動態功率分配的協作傳輸方案8283，獲得了對中繼節點殘余自干擾的魯棒性。整體上看，全雙工中繼技術擁有廣闊的應用場景，全雙工中繼通信技術日趨成熟，主要體現在對剩余自干擾的管理和利用上。但中繼節點的剩余自干擾仍然是制約全雙工中繼技術發展的關鍵瓶頸，如何進一步精細化利用全雙工中繼節點的剩余自干擾，是未來需要關注的問題。（2）全雙工中繼與網絡編碼全雙工中繼

257、與網絡編碼現代通信系統中，全雙工中繼和網絡編碼是兩種重要的技術。全雙工中繼可以將信號從112/137發送端傳輸到接收端，同時在傳輸過程中對信號進行處理和增強。隨著自干擾消除技術的發展，全雙工已被認為是下一代通信系統中構建多功能網絡的關鍵組成部分。與傳統的半雙工操作相比，全雙工可同時接收和發送數據，從而可將吞吐量提高一倍。網絡編碼是信息編碼領域中本世紀最大創新性突破之一，由三位華人學者首次提出，其核心思想在于允許中間節點參與編碼。網絡編碼已被論證可以達到提高網絡傳輸吞吐量、可靠性、安全性，降低傳輸時延等目的。全雙工中繼技術和網絡編碼的結合可以通過在中繼節點進行網絡編碼來提高數據傳輸的可靠性與吞吐

258、量，以及提高系統的帶寬利用率和抗干擾能力。下面將分別從物理層網絡編碼、隨機網絡編碼、分布式空時編碼三方面討論網絡編碼與全雙工中繼技術融合的研究工作。（3）物理層網絡編碼物理層網絡編碼物理層網絡編碼是一種在物理層利用信號的自然疊加混合的網絡編碼技術，它能顯著提高網絡傳輸的吞吐量和可靠性。針對全雙工中繼網絡，使用物理層網絡編碼可以帶來多種性能的提升，包括提高數據傳輸的吞吐量和可靠性，降低數據傳輸的時延和能耗，同時節省傳輸帶寬，從而提高網絡的效率和性能。一方面，在全雙工中繼系統中，由于發送端和接收端同時傳輸信號，會導致自干擾信號的產生，利用編碼技術可以減少信號干擾，從而提高誤碼率性能。另一方面，在半

259、雙工中繼網絡中，需要分別發送不同的數據包，這會占用更多的傳輸帶寬，而在全雙工中繼網絡中，使用網絡編碼可以將多個數據包編碼為一個信號進行傳輸，節省了傳輸帶寬、提升吞吐量。圖8-50節點A、B為全雙工模式的雙向中繼網絡84針對圖 8-50 所繪的全雙工雙向中繼網絡，文獻84為解決在高噪聲環境下誤碼率較高的問題，設計了一種基于卷積編碼的物理層網絡編碼方案，采用卷積碼進行編碼和譯碼，利用全雙工中繼信道中的干擾消除技術進行信號轉發和合并。如圖 8-50 所示，系統模型由兩113/137個信源 A、B 和一個中繼 R 組成，兩個信源在全雙工模式下進行通信，中繼在半雙工模式下工作。每次通信可以被劃分為兩個時

260、隙。在第一時隙中，每個信源從另一個信源接收消息信號，同時將其自己的消息信號發送到中繼 R；在第二時隙中，中繼基于在第一時隙接收到的自然疊加消息信號，生成物理層網絡編碼消息信號 xR并向兩個信源進行廣播。文獻84所提物理層網絡編碼方案描繪如下:節點 A、B 和中繼 R 采用相同的(n,k,m)零尾卷積碼，其中信息序列包含 kL 位，后跟有 km 個零位。因此，發送 K=k(L+m)個信息位和 N=n(L+m)個編碼位。此外，所有通信節點都采用 BPSK 調制。用 ui、ci和 xi分別表示節點 i(iA,B,R)的信息位序列、碼字和調制信號向量，在第一個時隙中，每個節點接收到的信號為：()()(

261、)()()()1()()()()()1()()()()()1RARABRBRABABABBBABABAAyhxhxzyhxIzyhxIzllllllllllllllll(1)其中，上角標l表示一個信號向量中的第l個元素；IA和 IB是全雙工節點的自干擾抵消后產生的殘存自干擾；hij表示節點 i 和節點 j 之間的信道系數；zi1和 zi2分別是節點 i 在兩個時隙中經歷的白高斯噪聲。在接收到疊加信號 yR后，中繼 R 解碼得到對RABu=uu的估計值Ru。在第二個時隙中，Ru被編碼為碼字 cR并調制為 xR。然后，xR被廣播到 A 和 B 兩個節點。節點 A 和 B 接收到的信號為：()()(

262、)()()()()()22,RARARARBRBRByhxzyhxz(2)第二個時隙結束后，節點 A、B 通過所提基于反饋回路的近似最大似然譯碼算法進行解碼。譯碼算法分別基于所接收信號()ABy、()RBy與()BAy、()RAy進行解碼，分別還原出待恢復的原始消息 uB、uA。該算法通過計算概率值和利用反饋回路來減少譯碼誤差，實現更可靠的譯碼。實驗結果表明，在 105的誤碼率下，與傳統方案相比，所提方案實現了約 1.7dB 的性能增益。該方案在不同信噪比條件下都能顯著提高系統性能、減少誤碼率。為了解決全雙工中繼存在自干擾信號的問題，可以采用物理層的預編碼技術，在發送端和接收端分別對信號進行預

263、編碼和解碼，消除自干擾信號，從而提高系統的傳輸效率和可靠性8586。文獻85主要研究了在毫米波通信場景下，利用預編碼技術提高全雙工中繼系統的能效。毫米波通信技術可以利用更高的頻段提供更大的帶寬和更高的傳輸效率，但也面臨著信號衰減和傳輸距離短等問題。圖 8-51 描繪了一個簡單的單向全雙工中繼系統模型，其中只有中繼在全雙工模式下工作，其它兩個節點在傳統半雙工模式下工作。源節點 A 向中114/137繼節點 R 發送信息，目的節點 B 僅從中繼節點 R 接收信息。中繼節點以全雙工傳輸模式工作，同時進行傳輸和接收，所有節點都采用模擬和數字混合預編碼天線結構?；趫D 8-51所繪模型，文獻85提出了一

264、種基于預編碼的全雙工毫米波中繼系統架構，為消除自干擾提出了一種基于正交匹配追蹤的殘存自干擾消除預編碼算法，提高了頻譜效率。然后分析了在不同的信道條件下該系統的能效表現。數值結果表明，該預編碼方案可以有效地消除殘存自干擾，并達到傳統半雙工系統近兩倍的頻譜效率。在低頻譜效率區域，可以實現最佳能源效率，但在高頻譜效率區域可實現的能源效率會降低?？梢酝ㄟ^所提算法來解決沒有頻譜效率要求的功率分配問題，以獲得源節點和中繼的最佳發射功率，從而實現最大的能量效率。大量的天線可以實現高的頻譜效率，但也會降低能量效率。圖8-51單向全雙工中繼系統模型85圖 8-51 描繪了全雙工多用戶 MIMO 中繼系統的基本模

265、型。該系統包含一個基站（BS）、一個中繼（RS）和多個用戶組（MS）。用戶被分為兩組：由基站服務的用戶（表示為 MS1）和由中繼服務的用戶（表示為 MS2）?；九鋫淞?NBS組天線，以及中繼處配備了 NRS組發射天線和 NRSr組接收天線。MS1 從中繼接收到的信號被視為干擾。中繼的工作模式為全雙工模式，其殘存自干擾會降低系統性能。假設信道為瑞利頻率非選擇性衰落信道，BSRSH、RSRSH、BS1H、RS2H和RS1H表示不同節點之間的信道系數矩陣，實線表示期望的信號，而虛線表示干擾信號。sBS表示從基站到中繼和用戶的發射信號。sRS表示來自中繼的發射信號。用戶接收的信號可表示如下：BSRS

266、11BS1RS1RS22RS2=+=+yHsHszyHsz(3)其中 z1和 z2表示零均值加性高斯白噪聲。在中繼處接收的信號可表示為：BSRSRRS BSRS RSR=+yH sH sz(4)將(3)和(4)中的接收信號以矩陣形式重寫為：115/137BSRS1111BSRSRRSRSRRSB222SRSyHHzsyHHzsy0Hz(5)假設所有的信道狀態信息在基站處都是可用的，這可以通過使用信道狀態信息反饋技術來實現。發射信號 sBS和 sRS可以進一步分解為：12BSRS2xsW xsx%(6)其中 W 是預編碼矩陣，x1是基站發送至 MS1 的信息向量，x2是中繼從基站接收并轉發至 M

267、S2 的信息向量，2x%也 MS2 對 x2的解碼估計值。圖8-52全雙工多用戶MIMO中繼系統模型針對圖8-52 所繪系統 模型，文獻 86提出了一 種基于自干擾 消除的 SLNR（Signal-to-Leakage-and-Noise Ratio）預編碼設計的解決方案。為了抑制自干擾和中繼站干擾，采用了基于 2-范數最小化的預編碼設計，同時基于 Alamouti 碼的 SLNR 預編碼方案可以進一步簡化預編碼設計，還可以平衡噪聲和干擾，充分利用信道的自由度（DoFs）。在相同功率約束條件下，當信噪比不高于 8dB 時，SLNR 預編碼方案比與塊對角化（BD）預編碼和迫零（ZF）預編碼方案具

268、有更好的性能，但在高信噪比條件下性能會下降。預編碼矩陣的功率限制導致 SLNR 的性能損失，如果完全消除了殘存自干擾，則 SLNR 方案可以獲116/137得更好的性能。對于相同的天線配置，中繼的殘存自干擾對 SLNR 預編碼的性能有很大的影響。當信噪比為 5dB 時，BD 預編碼和 ZF 預編碼完全消除了干擾，因此不受殘存自干擾變化的影響。而 SLNR 預編碼對殘存自干擾敏感，當殘存自干擾嚴重時，SLNR 預編碼的性能比 BD 預編碼差，甚至比 ZF 預編碼差。對于有限數量的發射天線，SLNR 預編碼可以支持更多的接收天線，從而為特定用戶或具有相同數量天線的更多用戶提供更多的天線。在合理的容

269、量損失情況下，盡管發射天線的數量有限，但 SLNR 預編碼方案提供了更多的用戶接入。文獻87研究了一種基于網絡編碼的自動重傳請求方案。系統傳輸模型如圖 8-52 所示，用戶可以從基站和中繼收到信息并發送信息到基站和中繼，其中用戶和基站采用半雙工工作模式，中繼處采用全雙工工作模式。在下行鏈路期間，用戶將同時接收來自基站和中繼的信號。假設每個用戶都可以在下行和上行的重傳過程中監聽到其他用戶的傳輸?；谶@個雙向無線中繼系統，該文研究了一種基于網絡編碼的自動重傳請求方案，提出了一種基于網絡編碼 ARQ 的重傳協議 NC-RLA（Network-Coded ARQ with Reverse-Link A

270、ssistance）。在下行和上行的重傳過程中，每個用戶都可以借助其他用戶的數據包作為輔助信息進行數據重傳。通過利用這些輔助信息，用戶可以在上行鏈路上發送網絡編碼數據包來幫助下行鏈路，從而提高系統的吞吐量。為了提高性能，該文進一步優化了基站和中繼的發送功率，推導出了可實現的下行吞吐量的閉式表達式。仿真結果表明，在低/中信噪比情況下，NC-RLA 方案可以顯著提升吞吐量。當信噪比介于10dB 和 5dB 之間時，可以獲得最大增益，且下行鏈路吞吐量性能隨著用戶數量的增加而顯著提高。如果中繼位于最佳位置，全雙工中繼會增加吞吐量；否則，在使用網絡編碼的大量用戶情況下，增加中繼是沒有增益的。文獻88主要

271、分析了圖 8-53 描繪的全雙工雙向中繼網絡中物理層網絡編碼的吞吐量。通過將物理層網絡編碼和全雙工技術相結合，該文提出了全雙工物理層網絡編碼（FD-PNC）和全雙工模擬網絡編碼（FD-ANC）。通過全雙工技術可以消除自干擾信號，繼而使得節點在同一時間、同一頻帶內發送和接收信號，將節點 A 與 B 通過中繼 R 完成信息交換所需的時隙數目由傳統存儲轉發方案的 4 個減少到全雙工網絡編碼的 1 個。文獻88研究表明，全雙工技術和物理層網絡編碼都可以提高無線網絡的吞吐量，但需要消除混合信號中的干擾信號。在雙向中繼網絡中，如果信干噪比較高且數據包較大，相比僅使用物理層網絡編碼的方案，該文所提 FD-P

272、NC 和 FD-ANC 方案可以實現接近一倍的吞吐量性能增益。在低信干噪比區域，FD-PNC 和 FD-ANC 的吞吐量性能取決于自干擾信號的抵消程度。其中，FD-PNC117/137方案比 FD-ANC 方案具有更好的吞吐量性能，但其復雜度更高，需要嚴格的同步。圖8-53三節點均為全雙工模式的雙向中繼網絡針對圖 8-53 所示全雙工雙向中繼網絡模型，文獻89研究了有限塊長物理層網絡編碼的可靠性和功率分配問題。在單載波情況下，研究了解碼轉發和放大轉發兩種中繼方案的可靠性最優設計，并通過構建凸近似和迭代算法得到了相應的次優數據和功率分配解決方案。證明了在解碼轉發中繼方案下，總誤碼率在中繼器的發射

273、功率上是凸的，進一步將單載波場景的設計擴展到了載波之間具有聯合功率和數據分配的多載波場景，重新表述聯合優化問題為最大化可靠性的單個問題。多載波情況下的聯合資源分配顯著優于每個載波內的獨立功率分配，并且能夠在單載波優化不能滿足可靠性要求時補償系統性能。此外，當時延約束放寬（即塊長增大）或應用聯合資源分配時，通過改進干擾消除技術可以有效增強系統性能。該文進一步指出，所提可靠性建模和誤差概率最小化策略可以由圖 8-53 所繪的簡單三節點中繼網絡擴展到更復雜的場景，例如多跳中繼網絡和存在不完美信道狀態信息的情況。（4）隨機網絡編碼隨機網絡編碼隨機網絡編碼（Random Linear Network C

274、oding，RLNC）是一類適合實際分布式部署應用的技術，其基本思想如下：每個節點通過隨機地選擇有限域元素作為編碼系數對原始數據包進行線性組合以生成隨機編碼包，并將得到的隨機編碼包向下游節點發送；當信宿節點收到足夠多線性無關的編碼數據包后，即可譯碼還原出信源節點發出的全部原始數據包。RLNC 實現了網絡中所有節點的分布式獨立編碼，其概念的提出解決了網絡拓撲結構未知情況下的網絡編碼方案設計問題，從而使網絡編碼走向實用化。應用 RLNC 時信宿端只需接收足夠多線性獨立的編碼數據包即可執行譯碼操作，而并不關注丟失了哪些數據包，這意味著 RLNC 對于數據包丟失具有較好的魯棒性。此外，RLNC 相比其

275、他網絡編碼方案具有以下特點90：糾錯性能較好、允許分布式操作、允許增加冗余數據包、允許滑窗操作且原始數據包及編碼數據包均可用于 RLNC 的譯碼過程，這正是它快速發展和被廣泛研究的原因118/137所在。在全雙工中繼系統中，利用 RLNC 技術可以有效增強系統的可靠性，通過在中繼節點上對數據進行編碼，將不同的數據包組合成新的數據編碼包進行傳輸，即使在數據包丟失的情況下也可恢復原始數據包，提高了系統的抗干擾能力；同時，由于在傳輸過程中將多個數據包結合，從而提升了系統吞吐量（又相當于降低了系統完成時延，完成時延指的是在每個信宿均可成功恢復全部原始數據包時，信源發送的數據包總數），提高了系統的傳輸效

276、率，增強了網絡的帶寬利用率。圖8-54全雙工中繼網絡，該網絡由一信源、一信宿和一中繼組成，p1，p2和p3均代表信道成功傳輸概率如圖 8-54 所示的全雙工中繼網絡中，文獻91假設信源將 P 個數據包 m1,m2,mP廣播至信宿。信源廣播數據包給中繼和信宿。信源以時隙為單位向中繼和信宿傳輸數據包。信源與信宿之間的信道、信源與中繼之間的信道以及中繼與信宿之間的信道均為獨立無記憶刪除信道，信道成功傳輸概率分別為 p1、p2和 p3。在中繼處設有緩存功能，且默認緩存大小為 B=，中繼將接收到的數據包均存入緩存中。文獻91考慮了系統 RLNC 方案：在傳輸的第一階段，信源依次廣播 P 個原始數據包。在

277、傳輸的第二階段，信源生成編碼數據包1Pjjjm，其中每個編碼系數j都獨立且均勻地隨機選自有限域 GF(2L)。當信宿成功接收P 個線性獨立的數據包時，傳輸過程結束。針對如圖 8-54 所示的全雙工中繼網絡，文中首次通過建立馬爾科夫鏈模型刻畫了系統 RLNC 方案的完成時延性能的遞歸表達式。此外，文中分析了所提系統 RLNC 方案的譯碼復雜為(P U)3)+(U(P U)，其中 U 代表信源在第一階段成功傳輸的原始數據包數量。119/137圖8-55全雙工中繼廣播網絡文獻92-96在如圖 8-55 所示的全雙工中繼廣播網絡場景中展開了全雙工中繼技術與RLNC 的聯合研究。在圖 8-55 所繪網絡

278、中，信源通過全雙工中繼將 P 個數據包廣播至 R 個信宿，信源以時隙為單位向中繼傳輸數據包，即每一時隙信源向中繼傳輸一個數據包，中繼從信源獲取一個數據包的同時向信宿廣播數據包。當所有信宿均可譯碼還原出 P 個原始數據包時，傳輸過程結束。在文獻92-95的研究中，信源與中繼之間的信道以及中繼與信宿r 之間的信道均為獨立無記憶刪除信道，信道刪除概率分別為 1 p0和 1 pr,1rR。文獻92提出了一種名為 FBPF（Fewest Broadcast Packet First）的 RLNC 調度方案，該方案假設中繼處具有無限的緩存空間，當中繼處的緩存內有數據包時，中繼優先從緩存選擇一個被廣播次數最

279、少的數據包進行廣播。由于 FBPF RLNC 方案假設基站處生成的任意 P 個數據包均線性獨立，故其可被視為是一種最佳 RLNC 方案。文獻92論證了該方案具有比自動重復請求（ARQ）方案更優的完成時延性能。具體地，當 p0=0.6，R=3，1 pr服從(0.45,0.55)間的均勻分布時，FBPF RLNC 方案的完成時延性能較 ARQ 方案的完成時延性能提高約 35%。文獻92提出的 FBPF RLNC 方案在中繼節點不涉及任何編碼功能，故適用于中繼計算能力受限的場景，并在中繼處設有緩存功能，且默認緩存大小為 B=。然而在實際應用中，緩存大小也是一個需要考慮的重要參數，過大的緩存會影響 R

280、LNC 方案的實用性。為了解決上述問題，文獻93進一步對FBPF RLNC方案進行優化，提出了緩存大小為B的廣義FBPFRLNC 方案，并給出該方案單一信宿完成時延 DrB的均值的上界為：00100210.51lim/10()(5).1rrrBrPrrrppp ppADPppp ppA當當(7)其中，010020210000(1)(1)1(2)111 2(1()()()()1rrrrrrBrrpppABppp ppppApppp pp(8)當緩存大小 B=1 時，對于 0 p0 1，式(8)中的等號成立。此外，文獻93還給出廣義FBPF RLNC 在保證指定完成時延性能要求的前提下最優緩存大小

281、選取準則。該準則在確保廣義 FBPF RLNC 與現有 FBPF RLNC 的完成時延性能相若的同時顯著減少緩存大小。例如，120/137在 R=20，p0=0.6 和 pr=0.7 的參數設置下，根據文中所提最優緩存大小選取準則，廣義FBPF RLNC 方案的參數 B 取值為 3，此時廣義 FBPF RLNC 方案的平均系統完成時延僅較 B=時 FBPF RLNC 方案高不足 2%，這驗證了所提最優緩存大小選取準則可顯著提高 FBPFRLNC 方案的實用性。盡管FBPF RLNC是一種最佳RLNC方案，但其在中繼節點處并不做任何隨機編碼處理，故該方案并不是 RLNC 在全雙工中繼廣播網絡中的

282、完成時延性能的最優基準方案，即該方案的完成時延并不能代表所有 RLNC 方案完成時延的理論性能上限。為了進一步探索 RLNC在全雙工中繼廣播網絡中可達到的最優完成時延性能，文獻9495提出了兩種最佳 RLNC方案有緩存最佳 RLNC 和無緩存 RLNC，上述兩種 RLNC 的完成時延性能可以分別作為所有最佳 RLNC 方案在全雙工中繼廣播網絡的完成時延性能理論性能上限和下限。文獻9495理論刻畫了上述兩種方案的完成時延均值的閉式表達。對于有緩存最佳 RLNC 方案，信宿 r 的完成時延均值,P rD為：2,0,100000(1)1iPii jrP rijijrrrPiTp pPPDppp pp

283、p (9)其中,1,01i jijiTjiijj ，表示從(0,0)到(i,i)的施羅德路徑數量。對于多個信宿的情況，有緩存最佳 RLNC 方案的系統完成時延均值PD的下界為：1,maxmax,Pr RP rPPDDDD%(10)其中，下角標 P 代表中繼緩存大小為 P，PD表示 p0=1（即基站到中繼間的無記憶刪除信道的刪除概率為 1 p0=0）時的系統完成時延均值，其閉式表達為：0011(11)1(jdPPrrdjr RPjDPppP(11)其中 pr代表中繼與信宿 r 之間的獨立無記憶刪除信道參數，即該信道刪除概率為 1 pr。式(10)中PD的閉式表達式為：01101100100000

284、1()11111()11()irjRPiPi kjikrrrikip pkikpDpppp ppp (12)121/137對于無緩存 RLNC，其系統完成時延 D0的均值為：001PDDp(13)針對無緩存 RLNC，中繼處的作用僅為轉發所接收到的 RLNC 數據包，故其所需中繼設置最簡單。如圖 8-56 所繪，當 p0=0.7,pr=0.6 時，現有 FBPF RLNC 以及無緩存 RLNC較式(10)所刻畫的最優系統完成時延理論性能限分別高約 20%與 40%。圖 8-56 參數設置為 R=20，P=500，pr=0.6 時的平均系統完成時延針對圖 8-55 所示的全雙工中繼廣播網絡，文獻

285、96假設所有信道均為時變刪除信道并用1()(),()RtC tC tC表示時隙 t 的信道狀態，并提出名為 HBRF（Highest BroadcastRevenue First）的 RLNC 方案。令 Qr(t)表示信宿 r 在時隙 t 所成功接收的線性獨立數據包數量。定義信宿 r 在時隙 t 的權重 wr(t)為：max(),0():rrrPQ tw tp(14)定義數據包 Pj在時隙 t 的廣播收益參數 Rj(t)為：0():()1,1,()jrjrrR tw tajQ t(15)其中，1,0,jrjtrPa若在時隙 信宿 已成功接收其他(16)HBRF RLNC 中假設每一時隙信源向中

286、繼傳輸一個 RLNC 數據包，與此同時中繼從緩存122/137中選取一個廣播收益參數最大的數據包向所有信宿進行廣播。仿真分析表明，當 R=5，p0=0.5,pr=0.6 時，HBRF RLNC 的吞吐量比 FBPF RLNC 的吞吐量提高約 17%，比 ARQ 方案的吞吐量提高約 42%。（5）分布式空時編碼技術分布式空時編碼技術在傳統的雙向中繼網絡中，中繼節點需要同時接收和轉發兩個方向的信息，從而提高信道利用率，但也會因此出現自身發送和接收消息之間的干擾。針對該問題，分布式空時編碼技術是一種有效的解決方案，可以通過協作傳輸和空時編碼實現多路徑傳輸，從而提高系統的誤碼率性能和系統容量。本部分內

287、容將圍繞全雙工中繼場景下的分布式空時編碼技術展開討論。文獻97提出了一種用于全雙工中繼網絡的自編碼分布式空時編碼方案，稱為 SC-DSTC（Self-Coded Distributed Space-Time Coding）。在該方案中，中繼節點進行卷積編碼，并于直接鏈路形成分布式線性卷積空時碼，從而實現多路徑傳輸，降低網絡中的干擾。中繼處的卷積碼是通過利用殘存環路干擾（Residual Loop Interference，RLI）來實現的，該殘存環路干擾產生自動卷積編碼器。理論與仿真分析論證了所提 SC-DSTC 方案可以實現異步全協作分集，并且對環路信道信息的誤差具有魯棒性，可以顯著提高系統

288、的誤碼率性能和系統的容量。文獻98進一步提出了一種基于 RLI 的自編碼分布式空時編碼方案。該方案結合了 RLI編碼和空時編碼技術，可以在信道狀態信息未知的情況下實現最優的分布式空時編碼。同時，該方案也可以適應多種信道條件，能夠在全雙工模式下實現高性能的協作傳輸。文獻99則提出了一種分布式線性卷積空時編碼（Distributed Linear ConvolutionalSpace-Time Coding，DLC-STC）技術，用于解決兩跳全雙工中繼網絡中的數據傳輸問題。該方案是一種用于兩個全雙工中繼合作通信網絡的方案，能夠處理自干擾和用戶間干擾的問題，并利用放大轉發全雙工系統的自編碼特性，形成

289、了分布式線性卷積空時碼。與文獻9798中的 SC-DSTC 技術不同，DL-CSTC 技術能夠支持多個源節點和多個中繼節點的數據傳輸，并且其性能與最優的全局空時編碼方案相當接近。文獻100提出了一種基于 RLI 自編碼的功率分配空時編碼方案，用于優化全雙工放大轉發中繼網絡的性能。該方案利用中繼節點的 RLI 進行自編碼實現分布式空時編碼，在總功率的約束下，通過優化終端節點的放大因子和傳輸功率，實現系統性能的提升。實驗結果表明，在環路信道信息錯誤和端到端信道信息錯誤情況下，該方案可以大大提高誤碼率性能。與傳統的功率分配方案相比，該方案在全雙工中繼系統中能夠獲得更好的誤碼率性能表現。123/137

290、文獻101提出了一種基于空時編碼空間調制（Space-Time Block Coded SpatialModulation，STBC-SM）的全雙工中繼傳輸協議，解決了空間調制輔助的全雙工中繼方案無法獲得傳輸多樣性的問題。在該方案中，源節點和目標節點在半雙工模式下工作，而中繼節點在全雙工模式下工作，通過 STBC-SM 碼字轉發源節點的信息位。該文還提出了一種基于零空間投影和 STBC-SM 正交性的數字自干擾消除方法，以提高整體性能。本部分內容介紹了幾種適用于全雙工中繼場景的分布式空時編碼技術，包括 SC-DSTC、基于 RLI 的自編碼分布式空時編碼、DLC-STC、基于 RSI 自編碼的

291、功率分配空時編碼以及基于 STBC-SM 的全雙工中繼傳輸協議。其中，SC-DSTC 利用中繼節點的卷積編碼和 RLI來實現多路徑傳輸，降低網絡中的干擾；基于 RLI 的自編碼分布式空時編碼結合了 RLI 編碼和空時編碼技術，能夠在道信道狀態信息未知的情況下實現最優的分布式空時編碼；DLC-STC 用于解決兩跳全雙工中繼網絡中的數據傳輸問題，能夠處理自干擾和用戶間干擾的問題，并支持多個源節點和多個中繼節點的數據傳輸；基于 RLI 自編碼的功率分配空時編碼通過優化終端節點的放大增益和傳輸功率，實現系統性能的提升；基于 STBC-SM 的全雙工中繼傳輸協議解決了空間調制輔助的全雙工中繼方案無法獲得

292、傳輸多樣性的問題，并提出了數字自干擾消除方法，以提高該方案的性能。這些技術的研究表明，在全雙工中繼場景下的分布式空時編碼技術在提高網絡性能、增強數據傳輸可靠性等方面具有廣泛應用前景。不同的分布式空時編碼技術各具特點，可以根據具體應用場景選擇適合的技術方案。（6）全雙工中繼安全性問題全雙工中繼安全性問題除了上述全雙工中繼與網絡編碼的聯合研究，全雙工中繼中的安全性問題也是一個重要的研究方向。全雙工中繼網絡是一種允許中繼節點收發數據同時進行的網絡通信技術，但由于信息在傳輸過程中可能會被竊聽或篡改，因此需要采用一定的安全機制來保護數據的傳輸。文獻102提出了一種全雙工混合中繼和干擾方案，以提高全雙工中

293、繼網絡的保密性。在該方案中，設計了一個預編碼矩陣來形成干擾信號，接著利用中繼節點同時發送期望信號和干擾信號，使得竊聽者無法正確解碼信息，增加了網絡的安全性。同時該文還分析刻畫了所提方案的保密速率（即在保證可靠傳輸且竊聽者無法獲得任何有用信息時的最大傳輸速率），并研究了功率分配問題，進一步提高了所提方案的性能表現。文獻103研究了無線全雙工中繼網絡中的物理層安全性能，并采用中繼選擇方法來增強安全性。針對中繼節點的殘存自干擾與節點間的干擾等問題，該文從馬爾可夫鏈的角度分析了全雙工中繼網絡的保密失效概率，并提出了一種用于計算全雙工中繼網絡保密失效概率124/137的馬爾可夫鏈模型，采用馬爾可夫狀態轉

294、移矩陣來建模成功解碼中繼數量的狀態轉移概率。仿真結果表明，該模型與僅基于概率論的分析方案相比，可以更好地預測保密中斷概率，繼而可通過增加中繼數量以提高保密性能。文獻104則提出了一種全雙工中繼網絡的安全傳輸方案，采用了網絡編碼來保證傳輸過程的安全性。發射機和中繼處分別對消息進行編碼，確保只有在接收到所有編碼消息后才能解碼私有消息，從而使得竊聽者丟失一個或多個編碼消息時無法獲取私有消息。同時，中繼處的編碼方式可以降低竊聽者的信噪比，從而不僅可以提高網絡的保密性，還可以提高網絡的傳輸效率和容錯能力。上述回顧的文獻102103104都是針對全雙工中繼網絡安全性問題的研究，它們采用了不同的方法來增強網

295、絡的保密性和可靠性。綜上所述，全雙工中繼網絡在保密性方面面臨著一些挑戰，這些研究為全雙工中繼網絡的安全性問題提供了不同的解決方案，有助于提高通信系統的安全性和可靠性。10、RIS 結合全雙工結合全雙工全雙工技術應用于蜂窩網絡將會帶來較為復雜的系統內部干擾。這其中，全雙工自干擾可以通過綜合運用天線、射頻及基帶信號處理等多種干擾消除技術。用戶間干擾可以采用信號處理方法進行抑制，或者在調度層面通過地理位置等信息，選擇距離較遠的上行和下行用戶進行同時同頻傳輸。然而，當考慮小區組網時，通信系統不僅面臨著全雙工自干擾和用戶間干擾，還存在新的、強烈的基站間干擾。如何在全雙工自干擾、用戶間干擾、基站間干擾和小

296、區間干擾共存的復雜情況下，實現合理有效的干擾協調是提高全雙工組網系統性能的關鍵所在。圖8-57RIS輔助通信的基本原理125/137近些年，隨著微機電系統和可編程元材料的發展，可重構智能表面（ReconfigurableIntelligent Surface，RIS）獲得了工業界和學術界的廣泛關注。作為電磁超材料的一種二維實現，RIS 以可編程的方式對空間電磁波進行主動的智能調控，形成幅度、相位、極化和頻率可控的電磁環境。此外，RIS 采用了少量有源器件甚至全無源器件的設計理念，并可以采用拼接的部署方式，因此具有低成本、低功耗、低復雜度和易部署的優勢，具備面向未來網絡的部署潛力105。如圖 8

297、-57 所示，RIS 由一組無源被動反射元件組成，每個元件都可以獨立地對入射信號施加相移，實現對每一個無線傳輸信道的個性化設計。通過調整 RIS 的相移矩陣，可以在期望的接收器處使直射信號與反射信號正向疊加，或者在非期望的目標終端處反向疊加，從而增強目標信號，抑制干擾信號。近年來已有多項研究將 RIS 融合進無線通信系統中以抑制嚴重的干擾問題，證明了其在全雙工雙向通信系統106、無人及輔助通信107108、通信感知一體化109和無線邊緣緩存110等場景中的有效性。因此，RIS 技術通過主動塑造無線傳播環境，為干擾受限的系統提供有效的解決方案，也有望為全雙工組網通信系統的改進提供新的技術支撐11

298、1。如圖 8-58 所示，通過在全雙工蜂窩小區邊界處布設 RIS，優化其相位配置，使得多條反射路徑在抵消基站間干擾、增強目標基站信號、抵消鄰基站干擾三種效果之間實現最佳平衡，可緩解全雙工制式蜂窩組網中同頻干擾突出的問題。圖8-58 RIS輔助的全雙工組網系統現有部分工作研究了 RIS 增強的雙工通信網絡106107112113114115116117118119。在文獻112中研究了一個只有反射鏈路的點對點 RIS 輔助通信系統，其中兩臺設備以全雙工模式進行通信。結果表明，當 SIC 足夠強時，與半雙工模式相比，所提126/137出的方案可以減少高達三分之二的發射功率。此外，作者在113中考慮

299、了直接和反射鏈路，其中連續和離散相移都得到了優化。文獻106探索了一個多用戶雙向通信系統，首先將所提的非凸問題解耦，然后通過塊坐標下降和最大最小化算法求解。從物理層安全出發，Zaghdoud 等人114提出利用 RIS 增強全雙工設備傳輸的干擾信號以提高抗竊聽攻擊的安全性。文獻107提出了一種 RIS 輔助的全雙工無人機通信系統，通過 RIS 減輕來自上行用戶的共信道干擾。然而，經過 SIC 后的殘余自干擾噪聲被簡化為加性高斯白噪聲，無法很好反映 SIC 對系統性能的影響。Nguyen 等人115研究了一種多 RIS 輔助的雙向全雙工通信系統。通過分析中斷概率和遍歷容量結果可知，增大 RIS

300、反射元素數量可以有效降低自干擾的影響。Arzykulov 等人116提出采用全雙工中繼與 RIS 結合以克服 RIS 通信鏈路固有的遠場路徑損耗效應，進一步提升網絡中的中斷概率、誤碼率等性能。與上述工作考慮單個小區不同，文獻117研究一個多 RIS 輔助的多小區半雙工毫米波通信系統，聯合 RIS-UE 關聯和波束賦形算法以緩解小區間干擾并提高用戶加權速率和。文獻118考慮了單個 RIS 輔助的無蜂窩半雙工通信系統，通過優化基站與用戶的關聯來最大最小化用戶的信干噪比（Signalto Interference plus Noise Ratio，SINR）。文獻119考慮了一個多小區 RIS 輔助

301、半雙工下行通信系統，充分考慮了蜂窩內和蜂窩間的干擾。然而，在全雙工組網通信系統中，由于嚴重的BS-BS 干擾和自干擾，上行速率將遭受相當大的性能損失。文獻111提出了一種多小區多用戶的 RIS 全雙工組網通信系統，并通過聯合優化有源波束賦形矩陣和 RIS 相移矩陣最大化系統的速率和。結果表明該系統可以降低全雙工基站對 SIC 和發射天線數量的要求，并保證在一些遮擋場景下的良好性能。然而，該工作只考慮了單個 RIS，當系統拓展到更多蜂窩小區且邊緣布設多個 RIS 時，大規模協同優化和干擾管理有待探索。此外，RIS 反射單元考慮連續相移時，優化調整的復雜度較高，低復雜度算法和離散相移設計是貼合實際

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