nexperia：二極管應用手冊基礎知識特性應用設計工程師指南（200頁）.pdf

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1、 二極管應用手冊基礎知識、特性、應用設計工程師指南二極管應用手冊基礎知識、特性、應用設計工程師指南二極管應用手冊基礎知識、特性、應用設計工程師指南版權所有Nexperia UK(Ltd)2022年5月ISBN 978-0-9934854-9-7保留所有權利。未經作者事先書面許可，不得以任何形式或通過任何方式復制或分發本出版物的任何內容。編著者Reza BehtashSebastian FahlbuschSurabhi HiremathSebastian KltzerSrikanth Yedehalli LakshmeeshaBurkhard LaueNima LotfiMartin RverG

2、uido ShrnBurkhard StasikOlaf Vogt4熱性能考量縮寫詞法律信息1引言8總結7二極管應用和用例6可靠性5二極管封裝3數據手冊參數2二極管基礎知識二極管應用手冊前言歡迎使用Nexperia二極管應用手冊。與我們其他所有設計工程師指南一樣，本二極管手冊旨在作為工程師編寫的最新的全面實用參考手冊，以便工程師分享專業知識、應用見解和最佳實踐，從而幫助設計人員優化其電子電路。Nexperia和二極管有著共同的歷史，可追溯到整個電子產品的商業化進程。當然，二極管是一種基本的電子元件，發明于100多年前。同樣，Nexperia的歷史可追溯至100多年前，與Mullard、飛利浦、

3、Valvo、Signetics和恩智浦等名字一樣享譽行業。如今，Nexperia豐富的產品組合包括二極管、雙極性晶體管、ESD保護器件、MOS-FET、GaN FET以及模擬IC和邏輯IC，共計超過15,000種器件。世界上幾乎每一種電子設計都會用到Nexperia器件，其產品在效率（如工藝、尺寸、功率及性能）方面獲得行業廣泛認可。這意味著每天出貨量為2.5億個零件。盡管二極管發明于上世紀初，但它仍在電子電路中發揮著至關重要的作用。當然，從華特肖特基(Walter Schottky)等先驅時代開始，二極管已今非昔比了。最近，碳化硅等新型材料已經開始出現，這些材料有助于實現環保型電動汽車，同時可

4、滿足客戶對此類電動汽車的性能和里程要求。這本新手冊（全稱二極管應用手冊基礎知識、特性、應用：設計工程師指南）的目的是用作半導體二極管技術詞典，用于在工程社區之間分享技術和應用見解。因此，我們誠邀您閱讀我們的二極管應用手冊。您可以先查看目錄以便于瀏覽。最后，我要感謝Ing.Reza Behtash博士，他為本文做出了重要貢獻。Olaf Vogt產品應用工程總監Nexperia二極管應用手冊目錄第1章 引言.15第2章 二極管基礎知識2.1 不同類型的二極管.202.2 結構及功能原理.222.2.1 恢復整流二極管（P(I)N二極管）.222.2.2 平面肖特基二極管.232.2.3 Trenc

5、h肖特基二極管.242.2.4 鍺化硅(SiGe)二極管.272.3 靜態行為.292.4 動態行為.342.4.1 正向恢復.342.4.2 反向恢復.352.5 不同技術的開關性能基準測試.372.5.1 評估參數.372.5.2 樣品選擇.382.5.3 溫度對開關性能的影響.392.5.4 為什么Trench肖特基二極管在開關性能方面更勝一籌.412.5.5 斜坡梯度對開關性能的影響.442.5.6 關斷電流對開關性能的影響.452.5.7 反向電壓對開關性能的影響.462.6 SiC整流二極管.482.6.1 引言.482.6.2 4H-SiC的材料特性.492.6.3 SiC既可實

6、現高品質功率二極管，又可改變高電壓二極管的格局.502.6.4 可實現最高性能的先進SiC MPS工藝.622.7 齊納二極管.642.7.1 引言.642.7.2 數據手冊中的參數.652.7.3 齊納二極管封裝概述.75nexperia|設計工程師指南第3章 數據手冊參數3.1 引言.783.2 了解Nexperia數據手冊中的參數及其位置.783.2.1 快速參考數據.783.2.2 引腳分布、訂購和標記信息.813.2.3 限值.813.2.4 熱特性.853.2.5 電氣特性.883.2.6 數據手冊溫度曲線.933.2.7 封裝尺寸和推薦的回流焊管腳尺寸.96第4章 熱性能考量4.

7、1 二極管作為熱系統.1004.1.1 熱阻的測量.1014.1.2 熱阻的定義.1024.1.3 近似值.1044.1.4 夾片粘合封裝.1054.1.5 多芯片器件.1074.1.6 Rth(j-c)以及Nexperia為何稱之為(j-top).1074.2 正向偏置的熱性能考量.1094.2.1 連續電流.1094.2.2 脈沖操作.1094.3 反向偏置的熱性能考量.1114.3.1 整流二極管作為熱系統 熱失控.1114.3.2 反向整流二極管的安全工作區(SOA).1144.3.3 技術對整流二極管SOA的影響.1154.3.4 封裝對整流二極管SOA的影響.1174.4 瞬態效應

8、.1204.4.1 動態熱阻抗Zth.1204.4.2 Foster和Cauer模型.120二極管應用手冊第5章 二極管封裝5.1 通孔封裝.1315.2 表面貼裝器件封裝.1315.2.1 焊線有引腳封裝.1325.2.2 夾片式FlatPower(CFP)封裝.1335.3 無引腳封裝.1345.3.1 基于引腳框架的雙側扁平無引腳封裝(DFN).1345.3.2 芯片級封裝(CSP).1355.4 焊接技術.1365.4.1 波峰焊.1365.4.2 回流焊.136第6章 可靠性6.1 失效概率.1416.2 可靠性測試和失效模式模式.1426.3 車規級鑒定.1466.4 任務條件配置

9、.1466.5 Nexperia的高穩健性規格.147第7章 二極管應用和用例7.1 極性保護二極管.1507.2 齊納二極管應用.1547.3 ORing應用.1597.4 開關二極管.1607.5 自舉二極管.1657.6 硬開關DC-DC轉換器拓撲概述.1707.6.1 硬開關拓撲原理.1707.6.2 CCM、BCM和DCM下的二極管功率損耗.1747.7 拓撲結構.1827.7.1 降壓轉換器.1827.7.2 升壓轉換器.1837.7.3 降壓升壓轉換器.1847.7.4 反激式轉換器.186nexperia|設計工程師指南第8章 總結.189縮寫詞.191法律信息.19515引言

10、1二極管應用手冊第1章引言16引言1nexperia|設計工程師指南半導體二極管的發展史是整個電子器件發展史的基礎，雖然二極管很容易被忽視，但它們從未像現在這樣具有相關性或多樣性。自20世紀50年代起，Nexperia就從位于德國漢堡的Valvo/Philips半導體工廠開始積累二極管專業知識。過去的70年間，Nexperia已經建立了非常廣泛的器件產品組合，包括小信號開關和齊納二極管、采用現代Trench技術的超高效肖特基二極管和功率整流二極管。重點介紹幾個重要的里程碑：1964年開始開發具有可變結電容的特殊二極管（所謂的“變容二極管”）。20世紀70年代，著名的SOD68開始生產玻璃二極管

11、。Nexperia仍被譽為封裝創新者，其1969年發明的著名SOT23 3引腳封裝至今仍是全球銷量領先的半導體封裝。20世紀80年代和90年代，由于大量消費類產品（如PC、筆記本電腦、電視等）的出現，“有引腳SMD”的數量大幅增加。2000年初，無引腳封裝二極管面世，滿足了移動/智能手機行業的破紀錄需求。本手冊第5章討論了最新的封裝考慮因素。在21世紀第一個十年，Nexperia成功構建了ESD二極管產品組合（建議讀者閱讀ESD應用手冊及ESD汽車版）。二極管仍在迅速發展，在最近的十年，也許對某些人來說，已經出現了一些令人驚訝的新產品。比如說，大多數讀者對新出現的鍺化硅產品有多熟悉（2020年

12、，Nexperia向市場推出了第一批SiGe整流二極管）？另一個示例就是碳化硅。通過參加貿易展或在網頁上快速搜索，您就可以確認SiC在某些應用領域優于硅器件。但是，實現這種性能提升的材料特性有哪些？設計人員如何才能從新型SiC整流二極管中獲得最大益處？本手冊將為您一一解答。二極管應用手冊將通過分享從基礎知識到設計理念的豐富技術信息使讀者受益。第2章將說明基礎知識，同時介紹二極管的類型和特性。第3章將著眼于二極管數據手冊中通常會列出的參數，以及如何解釋這些參數信息。第4章專注于熱性能考量，而第5章則重點介紹Nexperia的其中一個關鍵優勢：封裝創新，這對可靠性和性能影響非常大。第6章涉及可靠性

13、，包括車規級認證。最后，應用手冊的第7章重點介紹二極管在電子系統中的幾種基本功能（包括極性保護和感性負載的續流功能）。這些子電路見解有助于解決電子設計中的實際挑戰。17引言1二極管應用手冊我們在前面將電動汽車作為一個明顯的應用示例，新型二極管技術在此應用中發揮著至關重要的賦能作用：實際上，二極管在幾乎所有電子系統中都發揮著至關重要的作用。二極管可用于數據中心、5G、機器人、物聯網系統、“智能”設施（家庭/辦公室/工廠/城市）、醫療設備、消費類電子產品（如移動電話）以及高可靠性的任務關鍵型太空探索。效率是我們這個時代人的口頭禪，這可能是出于尺寸、功耗、性能或成本原因，也可能是出于以上四種原因。選

14、擇正確的器件可優化最終設計；而選擇不慎將對最終設計產生不利影響。本文將會說明，作為一種最基本的電子構件，二極管不僅僅是可以在最后一刻考慮的不起眼的分立器件。對于希望獲得更多有關基礎知識和應用見解的工程師，二極管應用手冊可滿足他們的需求。本手冊對工程方面和技術挑戰方面的關注可提供一些至關重要的背景信息，從而使工程師能夠優化設計，以確保實現最優產品性能。但本手冊絕不會僅僅停留在學術層面上，它詳細介紹了實際問題的實用型解決方案，同時給出了適用電路和公式。第7章“二極管應用和用例”特別強調了極性保護、ORing、硬開關、電源設計等問題。本參考手冊集合了一些業內備受尊敬的專家的知識。這些人每天都在處理工

15、程師們面臨的各種問題，他們清楚哪些是常見問題，也很高興能夠廣泛而自由地分享自己的研究和經驗。希望本手冊對您有用。Nexperia會不斷更新產品信息和應用筆記。如欲閱讀我們的其他手冊，請訪問我們Nexperia百科全書手冊系列 FET應用手冊 LOGIC應用手冊 ESD應用手冊 ESD應用手冊：汽車版18引言1nexperia|設計工程師指南19二極管基礎知識2二極管應用手冊第2章二極管基礎知識20二極管基礎知識2nexperia|設計工程師指南2.1 不同類型的二極管aaa-034510肖特基二極管PN二極管陽極陰極肖特基接觸歐姆接觸陽極陰極歐姆接觸n-外延層n+基片n-外延層p+外延層n+基

16、片VmsVdriftVfVpnVdriftVf圖1|肖特基二極管（左）和PN二極管的層結構示意圖。aaa-034511SiGe最大反向電壓SiC100 V200 V650 V1200 V肖特基（快速）恢復圖2|基于最大反向電壓的分立二極管的不同技術概覽。21二極管基礎知識2二極管應用手冊理想的二極管通常具有低正向壓降、高反向截止電壓、零漏電流和低寄生電容，從而幫助實現高開關速度?？紤]正向壓降時，導致整體壓降VF的因素主要有兩個（如圖1所示）：結點處的壓降（恢復整流二極管和齊納二極管為p-n結，肖特基整流二極管為金屬-半導體結）；以及漂移區的壓降。p-n結的正向壓降在本質上由內置電壓決定，因而主

17、要由所選半導體及其摻雜質決定。另一方面，肖特基勢壘整流二極管中金屬-半導體界面的正向壓降可通過選擇肖特基金屬來修改，而肖特基勢壘就是半導體的金屬功函數和電子親合能之差。通過使用具有低金屬功函數的肖特基金屬，可最大限度減少金屬半導體界面的壓降。但是，結點處的正向壓降和肖特基整流二極管的漏電流之間存在權衡關系，因為漏電流的級別也由肖特基勢壘和金屬半導體界面的電場決定。除了該權衡，為實現高反向截止電壓，當漂移區的厚度增加時，結點處低壓降的優勢可能會消失。因此，肖特基整流二極管的反向截止電壓歷來限于200V以下。這些考量因素就形成了基于最大反向電壓的分立二極管的應用技術概覽，如圖2所示。如前所述，使用

18、肖特基二極管時的最大反向電壓通常約為200V；當反向電壓超過200V時，肖特基二極管就會失去其固有的優勢。此時，使用恢復整流二極管。我們對不同開關速度的恢復整流二極管進行了區分。這種分類可參見關于動態行為的章節(2.4)描述。碳化硅(SiC)二極管的工作范圍從650V開始。由于SiC的寬帶隙，其工作范圍可擴展至1700V以上。圖2還顯示了一項新技術，稱為鍺化硅(SiGe)。SiGe二極管的最大反向電壓在100-200V之間，安裝在肖特基二極管和恢復整流二極管之間的界面附近。本章將討論二極管的各種類型，以及有關其內部結構、靜態行為和動態行為的技術。22二極管基礎知識2nexperia|設計工程師

19、指南2.2 結構及功能原理2.2.1 恢復整流二極管（P(I)N二極管）恢復整流二極管基于器件結構中的經典p-n結。n-摻雜漂移層為生長在n+基片上的外延層，n+基片用作為垂直器件的陰極。二極管的陽極可通過在外延層中注入和擴散p摻雜劑的方式實現。p擴散步驟決定了p阱的分布，因此對二極管的擊穿電壓至關重要?；謴驼鞫O管的最大反向電壓從200V左右開始，可增加至大約1700V。反向電壓范圍高端的二極管由p-i-n結而非p-n界面組成，因為p和n區域之間幾乎無摻雜的層允許耗盡層在器件反向偏置時進一步擴展。頂部金屬化層用于形成與二極管陽極的歐姆接觸。圖3中的掃描電子顯微鏡(SEM)圖像為恢復整流二極

20、管的截面圖。為了凸顯不同的摻雜區域，樣品已使用特殊的蝕刻劑進行了處理，使摻雜接合部位清晰可見。在本圖中，人們可以非常清楚地看到活動區域邊沿處p阱的形狀。該形狀決定了二極管反向偏置時，p-n結耗盡區的輪廓，并且與場板一起形成了該器件的端接區域?；顒訂卧倪m當邊沿端接至關重要，以避免該區域的電場擁擠，從而可能導致過早擊穿以及漏電流增加。圖4為簡化示意圖，顯示了耗盡區的輪廓以及由此產生的活動單元邊沿處的電場擁擠情況。稍后將說明端接設計也會影響器件的動態行為。我們通常會使用金或鉑來特意污染恢復整流二極管的外延層。硅層中的Au和Pt原子可充當電荷載流子的收集器，并可縮短少數載流子的壽命。這種所謂的“壽命

21、終止”會對器件的動態行為產生巨大影響，我們將在2.4節中進行討論。23二極管基礎知識2二極管應用手冊圖3|恢復整流二極管橫截面的SEM圖。為修飾不同的摻雜區，已刻蝕樣品。aaa-034512aaa-034513電極氧化層耗盡區輪廓電場擁擠n圖4|活動單元邊沿處所謂的“電場擁擠”導致過早擊穿和漏電流增加。適當的邊沿端接可防止活動單元邊沿處的電場濃度增加。2.2.2 平面肖特基二極管肖特基二極管以發明者德國物理學家華特漢斯肖特基命名，實質上由金屬-半導體界面組成。得益于較低的正向壓降和較高的開關速度，肖特基二極管廣泛用于多種應用，例如在功率轉換電路中作為升壓和降壓二極管。當然，肖特基二極管的電氣性

22、能主要受到正向壓降、漏電流和反向截止電壓之間的物理權衡的影響。選用的肖特基金屬是實現正向壓降和漏電流之間權衡的最重要考量因素。肖特基金屬的金屬功函數越高，勢壘高度就越高，因此，正向壓降越高，肖特基二極管的漏電流就越低（反之亦然）。另一方面，肖特基二極管的擊穿電壓主要由所選擇的外延層厚度和摻雜決定。24二極管基礎知識2nexperia|設計工程師指南圖5|平面肖特基二極管橫截面的SEM圖。為凸顯不同的摻雜區，已刻蝕樣品。由保護環和場板組成的端接清晰可見。aaa-034514圖5顯示了平面肖特基二極管的截面圖。為標明器件中的不同摻雜區，已刻蝕樣品?？涛g還凸顯了平面肖特基二極管的邊沿端接理念。所謂的

23、“保護環”由活動區域邊沿處氧化物開口下方的p摻雜區組成。保護環會對肖特基二極管的漏電流產生巨大影響，因為它可以防止活動區域邊沿處出現電場擁擠現象，如上文討論以及如圖4所示。但保護環最終也是活動區域邊沿處的一個pn結，與實際的金屬-半導體結平行。當二極管正向偏置較高的正向電壓（高到足以接通該pn二極管）時，保護環就會對肖特基二極管的正向電流產生影響，從而增強器件的電流能力。此外，它也會對肖特基的開關行為產生負面影響，稍后將在2.4節“動態行為”中討論。2.2.3 Trench肖特基二極管眾所周知的一維硅限制描述了可實現擊穿電壓與硅層（夾在兩個電極之間）特定導通電阻之間的常見權衡取舍。通過使半導體

24、層中呈現平面電場分布，我們可以克服一維硅限制，同時降低給定擊穿電壓的特定導通電阻。理想情況下，沿漂移層的電場保持恒定，不會出現超過給定半導體中臨界電場的峰值。在商業產品中，平面電場分布基本上有兩個概念：超結和溝道。Trench肖特基整流二極管背后的概念被稱為“RESURF”（降低表面電場(reduced surface field)）。RESURF效應如圖6所示。在平面肖特基整流二極管中，等勢線集中在上電極附近，導致表面附近的電場較高。因此，隨著反向電壓增加，漏電流顯著增加，并且當表面附近的電場超出臨界值時，會發生早期擊穿現象。25二極管基礎知識2二極管應用手冊doping.aaa-02950

25、9金屬電勢線N型漂移區n+基片圖6|平面肖特基整流二極管（左）和反方向Trench肖特基整流二極管（右）中的等勢線。頂部金屬層代表陽極，底部金屬層則為陰極。通過將溝道蝕刻到硅并在其中填滿多晶硅（通過薄介質以電子方式與漂移區分離），Trench充當半導體中的場板，在反方向上耗盡漂移區，沿漂移區呈現平面電場分布。因此，最大電場將出現在溝道底部的介電層中，而不是在外延層的表面。溝道概念使器件設計人員能夠更自由地設計器件，并根據其中一個參數來優化器件。因此，針對給定的外延層厚度、摻雜和肖特基金屬，我們可以使用溝道來減少肖特基二極管的漏電流。圖7中說明了這一點，該圖比較了平面肖特基二極管與具有相同外延結

26、構（摻雜和厚度）以及相同肖特基金屬和芯片尺寸的Trench肖特基二極管的反向特性。26二極管基礎知識2nexperia|設計工程師指南aaa-0345161061071041051031020510152025303540455055606570漏電流(A)反向電壓(V)平面肖特基整流二極管Trench肖特基整流二極管相同外延層，相同肖特基金屬Trench肖特基整流二極管平面肖特基整流二極管圖7|平面肖特基二極管與具有相同外延厚度和摻雜以及相同肖特基金屬和芯片尺寸的Trench肖特基二極管之反向特性比較。圖8|Trench肖特基二極管橫截面的SEM圖。圖中突出顯示了邊沿端接區域，該區域由電場覆

27、 蓋 住 的 較 寬 溝 道 組成。因 此，沒 有 保 護環，也就沒有pn結（平面肖特基整流二極管也如此）。aaa-034517然而，通過提高外延層的摻雜濃度，而不是降低器件的漏電流水平，我們也可以使用Trench技術來提高肖特基二極管的正向壓降Vf。這對縮小芯片尺寸也很有用，可以將二極管封裝在較小封裝內。Trench肖特基整流二極管的截面圖如圖8所示。除了溝道外，其與平面肖特基整流二極管設計的一個明顯區別在于端接理念，其端接由較寬溝道組成。場板覆蓋該溝道直至其中心位置。因此，器件中沒有保護環，也就沒有pn結，至少對于最大反向電壓約達100V的Trench肖特基二極管來說是這樣。我們將在2.5

28、.4節中討論此端接理念對Trench肖特基二極管開關行為的影響。27二極管基礎知識2二極管應用手冊2.2.4 鍺化硅(SiGe)二極管鍺化硅(SiGe)是一種自20世紀90年代以來作為異質結雙極晶體管基材而聞名的化合物半導體。在過去幾年，Nexperia已將此項技術用于二極管。2020年初，Nexperia推出了市場上首款SiGe整流二極管。當考慮到性能時，可以將SiGe二極管理解為介于肖特基和恢復整流二極管（PN二極管）之間的一項混合技術。它兼具肖特基整流二極管的高效、PN二極管的低反向漏電流（從低正向壓降方面看）和熱穩定性。為了更好地理解VF和IR之間的良好權衡，圖9顯示了SiGe二極管的

29、結構。器件的外延層生長在標準n+硅襯底上。因此，可使用傳統的工具和工藝進行大規模生產。n-漂移層的頂部是一層非常薄且高度p摻雜的鍺化硅層。準確形成SiGe界面是我們需要克服的一個障礙，因為硅與鍺之間的晶格失配超過了4%。為防止界面出現失配位錯，調查研究表明，如果鍺含量較低，且SiGe層比較薄，則有可能形成可靠的結。Ashburn,Peter(2003)：SiGe異質結雙極晶體管，英國南安普敦大學：John Wiley&Sons,Ltd。二極管的陰極由可形成歐姆接觸的背面金屬化組成，與其他類型的二極管一樣。較薄的SiGe層會導致較大梯度的電子濃度，如圖9所示。除了與Si相比，SiGe的本征載流子

30、濃度更高之外（更小的帶隙導致n2i SiGe n2i Si），這還會導致結構中的電流存在顯著擴散分量：J=q Dn nx。這意味著，在給定的正向壓降條件下，與純p-n結相比，使用這種結構可實現更高的電流密度。同樣，如果Vf更低，則在給定的電流密度條件下，此層中存儲的電荷更少。這也會導致SiGe二極管開關行為較之于恢復整流二極管的改善，如2.5節中所述。28二極管基礎知識2nexperia|設計工程師指南aaa-034518肖特基接觸電子濃度陽極陰極歐姆接觸p+SiGeSiGe二極管n-外延層n+基片圖9|SiGe二極管的結構以及沿結構分布的電子濃度簡圖。超薄且高度p摻雜的鍺化硅層與SiGe的較

31、高本征載流子濃度（由于其較窄的帶隙導致ni2SiGe ni2Si）會導致結構中存在顯著的擴散電流：J=q Dn xn。29二極管基礎知識2二極管應用手冊2.3 靜態行為二極管的靜態行為由數據手冊中其正向和反向電流/電壓(IV)特性描述。比如，肖特基二極管PMEG045V150EPD的IV特性如圖10中所示。正向特性和反向特性表現出較強的溫度依賴性。溫度越高，正向壓降越低，二極管反向漏電流越高。所有二極管技術均如此，無論是由金屬半導體結（肖特基二極管）還是pn結（恢復整流二極管）控制。在正向，正向電流對正向電壓的指數依賴性在對數尺度上呈現線性。一般來說，對于溫度對VF的影響，可以假設電壓漂移約為

32、1.7mV/K（恢復整流二極管約為2mV/K）。在電流較高的情況下，外延層的壓降影響會提高，并且會限制器件的電流能力。這就會導致在此區域中觀察到的結果，即幾乎所有溫度的曲線最終都會匯聚到一起。在反向（圖10中的右圖），溫度對反向漏電流的影響也呈指數級。當然，這里的指數級溫度依賴性不僅僅局限于肖特基器件；也適用于恢復整流二極管。值得一提的是，不同的二極管技術都有一個共同點，即這些器件的擊穿機制由雪崩擊穿主導。aaa-014367IF(A)VF(V)Tj=175CTj=125CTj=100CTj=150CTj=25CTj=40CTj=85C00.80.60.20.4101010110aaa-024

33、204IR(A)VR(V)10101010101010101005030402010Tj=25CTj=40CTj=125CTj=100CTj=150CTj=85C圖10|PMEG045V150EPD的IV特性。左：正向特性，右：反向特性。請注意：所有點都是在脈沖模式下測量，不包括器件的所有自熱點。30二極管基礎知識2nexperia|設計工程師指南與隧道擊穿不同，雪崩效應引起的擊穿電壓會隨著溫度上升而增加，因為電子的散射速率會隨著溫度上升而增加，同時會減少電荷載流子能量，從而減少雪崩效應?，F在，我們來比較一下不同二極管技術的靜態行為。由于二極管的正向和反向電流會隨著芯片尺寸變化（嚴格地講，會隨

34、著活動區域的大小變化），所以需要實現電流與芯片尺寸的標準化，以公平地比較不同技術。由于不同的二極管技術設計用于不同的電壓范圍，所以需要選擇一個合理適用于所有技術的電壓范圍。為此，圖11顯示了100V電壓范圍內使用的幾種二極管的正向電流密度。所調查研究的二極管技術有：120V鍺化硅、平面肖特基整流二極管（勢壘高度為805meV）、平面肖特基整流二極管（勢壘高度為665meV）、200V超快恢復整流二極管（不提供200V以下的超快恢復整流二極管）以及100V Trench肖特基整流二極管（勢壘高度為750meV）。此圖中，正向電流已與器件的活動區域實現了標準化。對于Trench肖特基器件，這意味著

35、電流與所有mesa區域的總和實現了標準化。正如預期的那樣，在給定電流密度下，超快恢復整流二極管的正向壓降Vf最高。原因顯而易見：在大量電流開始流動之前，需要先均衡pn結上的內置電壓。得益于超快恢復整流二極管的雙極性，這些器件在高電流密度下均表現出獨特的載流能力。圖11顯示了2.2.4節中描述的鍺化硅技術的優勢，與超快恢復整流二極管相比，SiGe二極管在給定正向電壓下表現出更大的電流密度。所以說，如果芯片尺寸受限于特定的封裝類型（從而受限于此封裝中的最大芯片尺寸），那么為了從給定封裝中獲得更多電流，使用SiGe芯片比恢復二極管更有利。31二極管基礎知識2二極管應用手冊現在，我們來看看圖11中的單

36、極器件。肖特基二極管中的正向電流通過熱離子發射傳輸。多數載流子必須克服勢壘高度才能傳輸電流。因此，在給定電流密度下，勢壘高度越高，所需正向電壓就越高。因此，在所研究的肖特基二極管中，勢壘高度為805meV的平面肖特基整流二極管表現出最高的正向壓降。在較低的電流密度下，勢壘高度為665meV的平面肖特基整流二極管具有較低的正向壓降，但其曲線很快就會變平。這是因為這個具有如此低勢壘高度的100V器件具有較厚的漂移層，而實現所需擊穿電壓和控制反向漏電流都需要這種厚漂移層。在較高的電流密度下，這個厚漂移層會導致該層出現顯著的壓降，從而限制二極管的電流傳輸能力。這已經在2.1節中進行了描述，其中詳細說明

37、了為什么肖特基二極管的反向截止電壓限制在150-200V電壓范圍內。否則，為實現更高反向電壓，需要非常高的勢壘，而這反過來又會增加正向壓降，并降低電流能力。aaa-034520JF(A/mm2)VF(mV)20012003004005006007008009001000110010210310210111025C120V SiGe整流二極管100V平面肖特基整流二極管|B=805meV100V平面肖特基整流二極管|B=665meV200V超快恢復整流二極管100V Trench肖特基整流二極管|B=750meV圖11|室溫條件下，不同100V技術的脈沖正向電流密度（正向電流與活動區域實現了標準

38、化）。32二極管基礎知識2nexperia|設計工程師指南2.2.3節描述了由于RESUR效應，Trench肖特基整流二極管的漂移層摻雜水平明顯高于平面肖特基整流二極管，且不會受到擊穿電壓或漏電流的影響。如圖11中所示。在較低的電流密度下，勢壘高度為750meV的Trench肖特基整流二極管具有比勢壘高度為665meV的平面肖特基整流二極管更高的正向壓降。但是，當正向電壓增加時，曲線并未變平，就像平面肖特基整流二極管的情況一樣。這是因為漂移層的摻雜更高，從而導致跨漂移層的壓降顯著減小。低歐姆漂移層則展示出另一種現象，即所謂的“空穴注入”。肖特基金屬中存在費米能級以上的空穴，可從金屬注入半導體中

39、（相當于半導體中的價帶電子獲得足夠熱能離開硅，然后進入金屬中其中一個高于費米能級的空態，同時在價帶中留下一個空穴）。這些進入半導體的空穴勢壘高度并不高，僅為硅的帶隙能量與電子勢壘高度之差。反過來，這意味著所選肖特基金屬的金屬功函數越高，空穴注入就越高（“低漏電流”的肖特基金屬具有更高的空穴注入）。在平衡或低正向電壓偏置期間，注入的空穴會被“俘獲”在價帶下面的勢阱中。但如果肖特基二極管在較強的正向偏置下，空穴就會離開勢阱，并影響器件中的電流。令人驚訝的是，單極肖特基二極管在較強的正向偏置下還可以使用雙極器件，尤其是勢壘較高的類型。圖11中的Trench肖特基整流二極管（正向偏置約為700mV）就

40、表明了這一點。勢壘高度為805meV的平面肖特基二極管在正向偏置約為750mV時也可以觀察到整個注入過程，由于使該器件處于較強的正向偏置需要更高的正向電壓，因此該注入過程不那么明顯。圖11中的正向特性都是在室溫條件下測得的。在較高溫度下，曲線當然會出現偏移，但順序和所討論的趨勢仍將保持不變?，F在，我們來看看在正向偏置中討論過的器件的反向特性。同樣，對于不同技術的反向特性比較，應該實現其反向電流與芯片活動區域的標準化。但是，所有溫度和所有電壓下的漏電流密度圖（針對所有技術）很快就會變得非?；靵y。為此，我們專注于固定電壓，并將討論在固定電壓下，漏電流密度在溫度范圍內的變化。為比較不同100V技術的

41、反向特性，我們選用了60V的反向偏置電壓。60V足夠高，能夠反映二極管的阻斷能力，同時也足夠低，不受器件的初期擊穿影響。33二極管基礎知識2二極管應用手冊結果如圖12所示。超快恢復整流二極管是一種基于pn結的器件，具有非常低的漏電流。結溫每提高40C，漏電流密度就會增加大約一個數量級。有趣的是，在結溫不超過90C時，SiGe二極管的漏電流密度甚至低于恢復整流二極管的水平。SiGe二極管的漏電流增長速率比超快恢復整流二極管的還快。這是因為SiGe二極管不僅具有混合性質，還具有肖特基接觸?？偟膩碚f，SiGe二極管的漏電流密度水平非常低，與超快恢復整流二極管相當。連同之前已經討論的在正向方面優于超快

42、整流二極管的優勢（見圖11），SiGe二極管的價值定位就變得顯而易見了。至于肖特基二極管，我們可以非常清楚地看到電子勢壘高度作為決定因素的影響。正如預期的那樣，具有最低勢壘高度(665meV)的平面肖特基整流二極管表現出最高的漏電流密度，這再一次說明了肖特基二極管的正向壓降與漏電流之間廣為人知的權衡。漏電流對勢壘高度的指數級依賴性會導致勢壘高度為805meV的器件漏電流水平明顯低于勢壘高度為665meV的器件。對于Trench二極管，盡管存在正向優勢，但反向偏置卻沒有任何缺點。漏電流由勢壘高度決定，盡管外延漂移層中的摻雜水平較高，但Trench技術有助于控制漏電流在反向電壓期間的變化。（此圖中

43、未顯示，請參見Trench肖特基二極管數據手冊。）aaa-034521JR(A/mm2)VR=60 VTJ(C)110310410510610710810910101011102101020015010050120V SiGe整流二極管100V平面肖特基整流二極管|B=805meV100V平面肖特基整流二極管|B=665meV200V超快恢復整流二極管100V Trench肖特基整流二極管|B=750meV圖12|在反向偏置電壓為60V時，不同100V技術的漏電流密度（漏電流與活動區域實現了標準化）對結溫的依賴性。34二極管基礎知識2nexperia|設計工程師指南2.4 動態行為在許多應用中

44、，二極管并不是靜態運行的，而是處于持續開關狀態。二極管的開關性能對系統（比如：開關模式轉換器）的效率至關重要。2.4.1 正向恢復當接通二極管時，低摻雜漂移區需要一些時間才能充滿電荷載流子。因此，當接通二極管時，可以觀察到初始正向壓降增加，因為漂移區尚不具備必要的導電性。這種所謂的二極管正向恢復表征為參數VFRM，該參數描述了接通電壓峰值和正向恢復時間tfr。根據漂移層的厚度和摻雜，正向恢復可能會十分明顯，在電路設計時必須加以考慮。003aac562IRIFIRMQrrtrrdlFdt時間100%25%圖13|二極管的斜坡反向恢復定義。35二極管基礎知識2二極管應用手冊2.4.2 反向恢復反向

45、恢復描述了二極管從正向轉換至反向阻斷狀態的動態特性。當二極管正向偏置時，基體材料會充滿電荷載流子。如果此時二極管兩端的電壓極性顛倒，則需要有限的時間才能去除這些過剩的電荷載流子。只有這樣才能形成空間電荷區，反向電壓才能被二極管拾取。圖13顯示了定義的斜坡反向恢復參數。首先，二極管正向偏置，傳輸電流IF。顯然，正向電流的水平對器件中的過剩電荷有重大影響，因此對去除存儲電荷的速度的動態特性也有影響。后面我們將詳細討論這種影響。速率di/dt定義了流經二極管的正向電流的切斷速度。顯然，這里表明di/dt越高，對二極管開關性能的要求就越高。如圖13中所示，通過二極管的電流甚至會穿過零線變為負電流。請注

46、意，此時，器件中仍有過剩的電荷，且尚未形成任何空間電荷區。當達到最大反向電流IRM時，就會開始形成空間電荷區，然后空間電荷區將接收反向電壓。當二極管的反向電壓開始增加時，負電流開始減少。最終，通過器件的負電流會調整為二極管的漏電流。從電流穿過零線并變成負電流的時間點到電流達到最大反向電流IRM的25%的時間點（圖中被線性外推的點，有些數據手冊規定為10%，而不是25%）這段時間稱為反向恢復時間trr。下一個重要參數就是器件中的存儲電荷Qrr，相當于水平零線以下的區域（trr期間，二極管電流的組成部分）。aaa-034523DUTVRiF開關LRshuntVdc 定義斜坡反向恢復參數后，我們來看

47、看這些參數如何影響開關模式轉換器中的開關損耗。圖14|雙脈沖測試：用于表征二極管開關行為的基本電路。36二極管基礎知識2nexperia|設計工程師指南aaa-034524VDiodeIDiodeVSwitchISwitcht4t3t2t1VRIRMVFVDSIFIF+IRMtdI/dtQRR圖15|二極管和相關開關在二極管關斷階段的電流和電壓波形圖。圖14顯示的是雙脈沖測試電路。雙脈沖測試是測量半導體器件開關性能的標準方法。它基本上由一個開關組成，用于給電感充上磁能。通過調整第一個脈沖的寬度，當二極管反向偏置時，可設置通過電感所需的電流。然后開關被關斷，第二個脈沖打開待測器件(DUT)。此時

48、，可研究二極管的導通特性（正向恢復）?，F在，電流流經二極管。在給定點，即圖15中所示的t1，開關會打開并開始根據定義的di/dt斜坡關斷通過二極管的電流。如之前討論的那樣，二極管電流甚至可以變為負電流，并在t2處與x軸相交。此時，開關仍在傳輸整個輸入電壓。只有在t3時才會達到最大反向電流，且二極管的空間電荷區才會開始形成?，F在，二極管開始接收電壓。從此時起，需在二極管中耗散功率，從而導致電路的開關損耗。如圖所示，在t3時，開關不僅要傳輸電流IF，還要傳輸二極管的恢復電流IRM，這樣就會進一步增加開關的開關損耗。在t4時，二極管中的空間電荷區已完全形成，且通過二極管的反向電壓等于輸入電壓。37二

49、極管基礎知識2二極管應用手冊2.5 不同技術的開關性能基準測試本節將介紹并討論不同二極管技術的開關行為。首先介紹這些技術的工作點、評估參數及其計算方法。2.5.1 評估參數與事先手動設置的工作參數不同，評估參數是根據測得的電流軌跡提取和計算得出的。它們直接代表了開關性能。圖16顯示了近似的反向恢復電流軌跡。數字的對應解釋說明提供了所評估參數的定義，這些評估參數都是經過提取且可用于評估二極管性能（即數字1至5）。aaa-03452514532零0.10 IRM圖16|反向恢復軌跡示意圖和相應參數。1.IF 正向傳導電流 2.diF/dt 二極管電流穿過零交叉點的變化速率 3.IRM 最大反向恢復

50、電流 4.trr 反向恢復時間，即從穿過零交叉點（即二極管電流從正電流變為負電流）的時間點到穿過IRM和IRM 10%的直線穿過零線的時間點（10%用于以下測量）。5.Qrr 反向恢復電荷：IRM和trr定義的曲線下方區域 6.軟度系數SFrr IRM發生之前的di/dt除以IRM發生之后的di/dt所得的商38二極管基礎知識2nexperia|設計工程師指南工作點 開關性能以下列表概述了測量和比較反向恢復的不同參數變化：下表中所有評估參數的單位：Qrr的單位為nC IRM的單位為A trr的單位為ns SFrr為無量綱的量不同參數變化電流邊沿陡峭度（單位：A/ns）0.4(20%)0.7(2

51、0%)1(20%)直流母線電壓(V)24487590關斷電流(A)13 5外殼溫度(C)402585150請注意，所列工作參數存在“交叉影響”。例如，關斷電流按比例提高電流邊沿陡峭度di/dt，同時柵極電路不會出現任何其他變化。一旦改變關斷電流或直流母線電壓的影響超過了設定限制，就必須調整柵極電阻，以保證盡可能相似的斜坡梯度。因此，可避免di/dt值的細小變化。鑒于此，邊沿陡峭度參數是在如下范圍內給出的，即在此范圍內，特定測量的di/dt值保持不變。盡管如此，以下測量值的可比性可在每組測量值中得到保證，由于工作條件完全相同，因此不存在di/dt變化或其他交叉干擾。這里，所有二極管在相同工作點下

52、的測量值定義為一組。2.5.2 樣品選擇本節研究了以下不同的二極管技術：鍺化硅、Trench肖特基整流二極管、平面肖特基整流二極管和反向恢復二極管。表1總結了所選產品。當然，我們選擇了工作范圍盡可能相似且封裝相同(SOD128)的競爭器件進行分析。由于所選電流范圍內沒有適用的100V恢復整流二極管，所以我們改用了200V恢復整流二極管。39二極管基礎知識2二極管應用手冊表1：所比較器件的額定電流和電壓。產品技術電壓/電流額定值封裝PMEG120G30ELP鍺化硅120V/3ASOD128PNE20030EP超快恢復200V/3ASOD128RB058LAM150TR平面肖特基整流二極管150V

53、/3ASOD128PMEG100T30ELPTrench肖特基整流二極管100V/3ASOD1282.5.3 溫度對開關性能的影響圖17描述了直流母線電壓為48V，關斷電流為3A以及在室溫和150C外殼溫度下，從正向偏置轉換至反向過程中的正向電流IF。只有作為工作參數的溫度變化如下所述。該比較的關鍵因素就是非常陡峭的電流斜率di/dt=1A/ns，非常接近實際應用，且與數據手冊中常用的測試條件相比，該斜率高出5至10倍。固定工作參數：Vdc=48V IF=3A di/dt=1(20%)多變工作參數：外殼溫度 Tc=40C、25C、85C、150C aaa-034526時間(ns)IDIODE(

54、A)PMEG120G30ELPRB058LAM150TRPMEG100T30ELPPNE20030EPTc=25CVdc=48Vdi/dt=1A/nsTc=150CVdc=48Vdi/dt=1A/ns16517521017018519520519020018016517521017018519520519020018026261084042626108404圖17|在室溫和150C外殼溫度下，不同技術的反向恢復電流。Vdc=48V，IF=3A且di/dt=1A/ns。40二極管基礎知識2nexperia|設計工程師指南表2列出了源自上圖的相應評估參數Qrr、Irrm、trr和SFrr。下表中所

55、有評估參數的單位：Qrr的單位為nC IRM的單位為A trr的單位為ns SFrr為無量綱的量表2：不同溫度下的反向恢復評估參數。Vdc=48V，IF=3A且di/dt=1A/ns時，其他工作參數保持恒定。產品Qrr T=IRM T=40C25C85C150C40C25C85C150CPMEG120G30ELP13.619.125.533.14.024.424.875.3PNE20030EP25.837.352.180.56.287.118.129.24RB058LAM150TR11.926.333.541.65.185.185.25.25PMEG100T30ELP4.84.76.8142.

56、32.12.33.32產品trr T=SFrr T=40C25C85C150C40C25C85C150CPMEG120G30ELP6.48.249.711.20.660.870.940.96PNE20030EP8.211.113.6180.590.820.941.17RB058LAM150TR5.310.61214.20.3611.191.37PMEG100T30ELP3.63.84.96.90.360.420.440.34關鍵觀察結果Trench肖特基二極管在幾乎所有工作點都優于所有其他競爭二極管。這體現在Qrr、IRM和trr值。作為一種權衡考量，與其他技術相比，Trench肖特基二極管具

57、有更高回彈性，且隨后會出現振蕩。值得注意的是，盡管120V SiGe二極管的漏電流非常低，但其存儲電荷比150V平面肖特基二極管更少。正如預期的那樣，超快恢復整流二極管的開關速度最慢，且存儲電荷數量最高。此時，盡管外延層中存在限制使用壽命的材料，但超快二極管的雙極性十分明顯。此外，我們應該注意到該超快二極管能夠平滑切換。41二極管基礎知識2二極管應用手冊2.5.4 為什么Trench肖特基二極管在開關性能方面更勝一籌圖17中的測量值顯示了Trench肖特基二極管的開關性能優于所有其他技術。通過查看數據手冊，我們發現與所有其他產品相比，Trench肖特基二極管甚至具有最高的寄生電容。那么問題來了

58、，這是如何發生的。答案可在圖8中找到。如橫截面所示，100V Trench肖特基二極管的端接設計中沒有保護環。最好是使用物理器件模擬來研究該影響。為此，我們模擬了平面肖特基二極管PMEG10030ELP和Trench肖特基二極管PMEG100T030ELP的開關行為。模擬開關性能如圖18所示。器件模擬結果表明，與平面肖特基二極管PMEG10030ELP相比，Trench肖特基二極管PMEG100T030ELP具有更出色的開關性能。在器件模擬過程中，很容易忽略平面肖特基二極管的保護環，同時可以研究保護環對開關性能的影響。圖18中的藍色曲線顯示的是無保護環的平面二極管。事實上，無保護環的平面肖特基

59、二極管現在已經開始近似于Trench肖特基二極管。但是，無保護環的平面肖特基二極管與Trench肖特基二極管在Qrr和trr方面仍存在差距。顯然，Trench肖特基二極管中缺失的保護環可以解釋大部分差異，但并不能解釋全部差異。Trench肖特基二極管開關速度更快且存儲電荷更少的第二個原因就是，活動區域的顯著尺寸差異。為了公平地比較芯片尺寸，需要從Trench肖特基二極管的活動區域中減去溝道造成的死區，同時只比較Trench肖特基二極管與平面肖特基二極管中真正影響正向電流的有效活動區。如圖19所示。這種比較活動區域的方法表明，Trench肖特基二極管PMEG100T030ELP的活動區域僅為平面

60、肖特基二極管PMEG10030ELP的44%?？偠灾?，Trench肖特基二極管之所以具有出色的開關行為是因為它沒有帶寄生pn結的保護環，且其活動區域比其他二極管都更小。請注意，保護環對開關行為的影響在很大程度上取決于芯片尺寸，因為寬度固定的保護環面積呈線性增加，而活動區域本身隨芯片間距的增加呈指數級增加。所以說，芯片尺寸越大，保護環對開關性能的影響就越不明顯。保護環的影響還取決于二極管的正向偏置程度，因此取決于保護環用于導通電流而被觸發的程度。在2.5.6節中，我們將了解其對開關性能的巨大影響。42二極管基礎知識2nexperia|設計工程師指南現在，影響開關行為的原因已經明確。但問題仍然存

61、在：Trench肖特基二極管的寄生電容為什么這么大？為什么它不會影響開關性能？我們也可以通過查看器件的橫截面來回答。Trench單位單元的橫截面如圖20所示，同時圖中還顯示了由此得出的等效電路圖。在此圖中，我們可以看到寄生電容C二極管，由于器件中存在金屬-半導體結，所以每個肖特基二極管中都存在這種電容。但是，由于使用了Trench肖特基二極管，器件結構中存在第二個寄生電容。我們稱之為CTrench，這種電容是由填滿多晶硅的溝道中的薄介質引起的。這種高寄生電容會增加Trench肖特基二極管的整體寄生電容，從而導致在數據手冊中指定高寄生電容。但是，寄生電容CTrench可通過溝道中高度摻雜的多晶硅

62、層快速充放電。它不受漂移區中電荷載流子的動態特性影響，電容C二極管亦是如此。aaa-03452702.51.50.50.51.51.01.02.010111010109108107106PMEG10030ELP w/o guardingPMEG100T030ELPPMEG10030ELPIDiode(A)時間(s)VR=48V25C無保護環的PMEG10030ELPPMEG100T030ELPPMEG10030ELP圖18|三種不同二極管的模擬斜坡反向恢復。PMEG100T030ELP（Trench肖特基二極管）、PMEG10030ELP（平面肖特基二極管）和無保護環的PMEG10030ELP

63、。43二極管基礎知識2二極管應用手冊如果只考慮“有效的”活動表面區域：aaa-034528APMEG100T030ELP=44%APMEG10030ELP圖19|為公平地比較芯片尺寸，應只比較有效的活動區域。通過使用這種方法來比較活動區域，我們發現Trench肖特基二極管PMEG100T030ELP的活動區域僅為平面肖特基二極管PMEG10030ELP的44%。aaa-034791RTrenchRDriftCTrenchCDiode陽極陰極圖20|Trench肖特基二極管中單位單元的橫截面以及由此得出的Trench肖特基二極管等效電路圖。Trench中的薄介質會增加Trench肖特基二極管的高

64、整體寄生電容。44二極管基礎知識2nexperia|設計工程師指南2.5.5 斜坡梯度對開關性能的影響本節針對不同斜坡陡峭度值di/dt評估反向恢復流程。圖21顯示下降至di/dt=0.4A/ns，以供參考。量化參數（包括di/dt=0.7A/ns時的量化參數）如表3中所列。固定工作參數：Vdc=48V IF=3A Tc=25C 多變工作參數：斜坡陡峭度：di/dt=0.4A/ns di/dt=0.7A/ns 圖21|較低電流斜坡陡峭度(0.4A/ns)的反向恢復電流。Vdc=48V，IF=3A且Tc=25C時，其他工作參數保持恒定。aaa-034530IDIODE(A)時間(ns)PMEG1

65、20G30ELPRB058LAM150TRPMEG100T30ELPPNE20030EPTc=25CVdc=48Vdi/dt=0.4 A/ns170225175 180 185 190 195 200 205 210 215 220022443113表3：斜坡陡峭度的反向恢復評估參數。Vdc=48V，iF=3A且Tc=25C時，其他工作參數保持恒定。產品Qrr IRM trr SFrr A/ns0.40.70.40.70.40.70.40.7PMEG120G30ELP12.615.422.813.411.41.51.3PNE20030EP22.728.33.14.416.814.61.21.1

66、RB058LAM150TR2022.72.43.318.714.61.71.4PMEG100T30ELP2.53.30.81.354.40.780.5關鍵觀察結果Trench肖特基二極管在較低開關速度下仍優于所有競爭技術。在開關速度和存儲電荷數量方面，排名順序都沒有別的變化，其中SiGe為第二位，平面肖特基二極管和超快二極管分別位列第三和第四。45二極管基礎知識2二極管應用手冊2.5.6 關斷電流對開關性能的影響我們還使用了不同的關斷電流對二極管進行了測試。關斷電流對di/dt具有顯著影響，因此對反向恢復過程也有影響。圖22顯示了較低的關斷電流(1A)。較高關斷電流(5A)的評估參數（無排名變

67、化）如表15中所示。固定工作參數：Vdc=48V Tc=25C di/dt=1(20%)多變工作參數：關斷電流：IF=1A；5A圖22|1A關斷電流的反向恢復電流。Vdc=48V，Tc=25C且di/dt=1A/ns時，其他工作參數保持恒定。aaa-034531IDIODE(A)時間(ns)1601951651701751801851903-6210-1-2-3-4-5PMEG120G30ELPRB058LAM150TRPMEG100T30ELPPNE20030EPTc=25CVdc=48Vdi/dt=1A/ns表4：不同關斷電流的反向恢復評估參數。Vdc=48V，Tc=25C且di/dt=1

68、A/ns時，其他工作參數保持恒定。產品Qrr IRM trr SFrr iF=1A5A1A5A1A5A1A5APMEG120G30ELP7.53136.14.79.40.730.74PNE20030EP17.650.65.58.66.4120.50.77RB058LAM150TR5.5492.77.43.812.30.40.88PMEG100T30ELP4.362.12.63.440.360.4關鍵觀察結果調查產品的標稱電流額定值為3A。關斷電流越高，正向壓降就越高，從而會進一步觸發端接區域的寄生pn結。因此，如表4中所示，當關斷電流為5A時，所有使用保護環端接理念的二極管技術的Qrr、Irr

69、m和trr值都顯著增加。由于器件結構中無pn結，所以其對Trench肖特基二極管的影響不那么明顯。同時，值得注意的是，當關斷電流較低(1A)時（遠遠低于產品的電流額定值），Trench肖特基二極管的優勢減弱，因為寄生pn二極管在其他二極管的結構中失去了其重要性。如表4中所示，當關斷電流為1A時，平面肖特基二極管的Qrr、Irrm和trr幾乎與Trench肖特基二極管的旗鼓相當。這與2.5.4節中討論的模擬結果一致。因此，根據器件的電流水平和電流密度，除了開關頻率、占空比和溫度，每種應用的最優二極管技術可能會有所不同。46二極管基礎知識2nexperia|設計工程師指南總而言之，關斷電流對二極管

70、開關行為的影響僅次于環境溫度，在電路設計期間應加以考慮。2.5.7 反向電壓對開關性能的影響本節將研究并介紹直流母線電壓的變化。開關過程中的反向電壓如圖23右側所示，左側為相應的電流軌跡。量化結果如表5所示。固定工作參數：IF=3A Tc=25C di/dt=1A/ns(20%)多變工作參數：直流母線電壓：Vdc=48V;90V表5：不同直流母線電壓Vdc的反向恢復評估參數二極管Qrr IRM trr SFrr Vdc=75V90V75V90V75V90V75V90VPMEG120G30ELP19.319.34.14.18.68.90.930.74PNE20030EP38.137.96.86.

71、61212.30.930.96RB058LAM150TR27.327.454.811.111.31.11.1PMEG100T30ELP4.54.521.93.83.80.420.4547二極管基礎知識2二極管應用手冊aaa-034532-1時間(ns)Tc=25CVdc=48Vdi/dt=1A/ns170230180210190220200IDIODE(A)-2-626-10-8-404PMEG120G30ELPRB058LAM150TRPMEG100T30ELPPNE20030EPaaa-034532-2VDIODE(A)時間(ns)PMEG120G30ELPRB058LAM150TRPME

72、G100T30ELPPNE20030EPTc=25CVdc=48Vdi/dt=1A/ns17023018021019022020030105070100204060aaa-034532-3IDIODE(A)時間(ns)Tc=25CVdc=90Vdi/dt=1A/ns1702301802101902202002626108404PMEG120G30ELPRB058LAM150TRPMEG100T30ELPPNE20030EPaaa-034532-4VDIODE(A)PMEG120G30ELPRB058LAM150TRPMEG100T30ELPPNE20030EPTc=25CVdc=90Vdi/d

73、t=1A/ns時間(ns)170230180210190220200110-100102030405060708090100圖23|不同直流母線電壓的反向恢復和反向電壓。固定工作參數IF=3A、Tc=25C、di/dt=1A/ns關鍵觀察結果從振蕩和斜坡陡峭度方面來看，電壓軌跡與相應的電流曲線一致。各二極管的性能排名與第一次的觀察結果一樣，其中Trench肖特基二極管在Qrr、Irrm和trr方面排名第一。120V SiGe二極管排名第二，仍領先于平面肖特基二極管和超快恢復二極管。48二極管基礎知識2nexperia|設計工程師指南2.6 SiC整流二極管2.6.1 引言碳化硅（通常簡稱為Si

74、C）是一種由硅和碳原子組成的化合物半導體。與其他材料不同，碳化硅存在于許多晶體結構中。這種現象稱為多態性。對于SiC，目前已知有250多種不同的多型體。每種多型體都有其獨特的特性。對于商用功率電子器件，主要使用的是多型體4H-SiC。4H-SiC晶體的排列如圖24所示。aaa-0339403C-SiC4H-SiC6H-SiCCBACBABABCBACCACBAACBABa=0.31nmc/n=0.25nmC原子Si原子圖24|SiC多型體與硅相比，4H-SiC晶體結構（后面簡稱為SiC）具有多種材料優勢?，F代高電壓二極管就利用了這些優勢，專門為開關模式的電源轉換應用創建高性能二極管解決方案。重

75、要的應用示例包括：開關模式電源(SMPS)車載充電器(OBC)逆變器（牽引逆變器和光伏逆變器）充電站 電動飛機推進系統 不間斷電源(UPS)49二極管基礎知識2二極管應用手冊aaa-033941電場(MV/cm)熱導率(W/cmK)電子速度(107cm/s)熔點(1000C)能隙(eV)4H-SiCSi012345圖25|Si和SiC材料特性比較。2.6.2 4H-SiC的材料特性如圖25中所示，與Si相比，SiC的能隙大約高3倍，介電擊穿場強高10倍。此外，電子速度也是硅的2倍多。除了這些電氣益處，SiC的熱性能也具有優勢。其熱導率（SiC 4.9W/cmK與Si 1.5W/cmK）和熔點（

76、SiC 2700C與Si 1400C）也高得多。利用這些出色材料特性制成的功率半導體在性能方面優于其硅基競爭產品，即使在惡劣的環境條件下也能運行。就功率二極管而言，一種新型功率二極管兼具其10倍高的介電擊穿場強和近3倍高的能隙優勢，完全適合開關模式應用。下一節將詳細介紹SiC的材料優勢如何對功率二極管的性能產生積極影響。50二極管基礎知識2nexperia|設計工程師指南2.6.3 SiC既可實現高品質功率二極管，又可改變高電壓二極管的格局由于SiC的介電擊穿場強比硅基器件高出10倍，所以只需更薄的漂移層就足以實現相同的截止電壓。簡化的解釋說明如圖26所示，假設肖特基金屬接觸支持硅和碳化硅材料

77、。另一個方面可能是較高摻雜濃度，這會進一步降低已經很薄的漂移層的電阻。理論上，在相同擊穿電壓下，SiC可將漂移層單位面積的電阻降低至Si的1/300。因此，在給定的電流額定值下，可生產出具有更低壓降和更小芯片尺寸的SiC二極管。這可提高傳導能力，而且由于芯片尺寸更小，開關電荷更低，所以還可以縮短開關時間，降低開關損耗。當截止電壓達到600V及以上時，這些SiC優勢就變得具有技術和商業意義。aaa-033942SiC的擊穿電場強度約為3MV/cm面積=截止電壓相同的電壓等級！Si的擊穿電場強度約為0.3MV/cm漂移層SiCSBD金屬漂移層相同的電壓等級金屬xSiSBD|E|圖26|SiC介電場

78、強和能隙優勢。51二極管基礎知識2二極管應用手冊圖27顯示了Si和SiC二極管技術之間的截止電壓區別。左側為傳統的硅基技術。在低于100V的Si二極管中，利用肖特基金屬接觸的優勢特性通常是主要解決方案。它們可提供非常低的開啟電壓，而且由于使用了基于多數載流子的傳導機制，所以可以實現幾乎純電容式（因此非?？焖伲╅_關行為。當漏電流介于100V和200V之間時，Si肖特基二極管的熱穩定性就會變得越來越難以控制。此外，漂移層電阻的影響顯著增加，所以當截止電壓范圍在大約100V至200V時，就會發生肖特基二極管向PN二極管的轉變。由于PN二極管的雙極性，其熱穩定性高于單極器件。但是，由于存在少數載流子，

79、存儲電荷會導致反向恢復效應，延長開關時間，從而增加開關模式操作的損耗。在硅器件中，當截止電壓達到600V及以上時，只可使用PN整流二極管。所以，在該電壓范圍內的開關模式應用必須能克服硅基PN二極管的上述缺點。由于硅基PN二極管解決方案已經達到其物理極限，我們無法進一步提高某些功率應用的效率。另一方面，利用SiC及其較高的能隙優勢，我們仍可以生產出在截止電壓達到600V及以上時具有較低漏電流和較高熱穩定性的肖特基功率二極管。因此，SiC允許在電壓范圍內利用基于單極肖特基接觸的功率二極管的優勢，而在此電壓范圍內，硅基功率二極管已經是雙極器件。這意味著，當截止電壓在600V和1700V之間時，SiC

80、可利用其與硅相比的兩大優勢，即更低的壓降和更出色的開關性能。首先，這是因為在給定電流下，SiC具有更薄的漂移層和更小的芯片，如圖26所示。更高能隙以及由此產生的高開啟電壓的缺點可以通過使用明顯更小的漂移層以及肖特基二極管的半導體金屬結來加以補償。其次，考慮在硅基二極管已經為雙極PN二極管的截止電壓范圍內繼續利用肖特基二極管結構的能力。這可盡量降低開關損耗，因為與肖特基二極管較低的電容電荷相比，不存在相對較高的反向恢復電荷。最后，與硅基競爭二極管相比，SiC肖特基二極管的開關時間更短，同時不會降低傳導性能和穩定性。52二極管基礎知識2nexperia|設計工程師指南aaa-033943肖特基二極

81、管+更低的VF+更低的QC更高的漏電流更低的IFSMPN二極管更高的VF更高的QRR+更低的漏電流+更高的IFSMSiSiC電壓從雙極器件變為單極器件明顯更低的恢復損耗和更高的頻率1200 V650 V100 V圖27|Si和SiC功率二極管與截止電壓的比較。盡管基于純SiC的肖特基器件具有相對較低的正向壓降VF和較快的開關時間，但金屬半導體界面的缺陷會導致漏電流高于理論預期。此外，單極性使得這些器件易受浪涌電流情況（如拋負載或掉線）的影響。因此，純SiC肖特基二極管理念并不能充分發揮SiC的潛力。aaa-033944肖特基二極管+更低的VF+更低的QC更高的漏電流更低的IFSMPN二極管更高

82、的VF更高的QRR+更低的漏電流+更高的IFSMNexperia的SiC MPS二極管+更低的VF+更低的QC/QRR+更低的漏電流+更高的IFSMSiSiC電壓從雙極器件變為單極器件明顯更低的恢復損耗和更高的頻率1200 V650 V100 V圖28|SiC MPS二極管。53二極管基礎知識2二極管應用手冊為克服純SiC肖特基二極管的缺點，Nexperia設計了一種混合SiC二極管概念，該概念設計結合了兩者的優勢，參見圖28。其結果就是，該混合產品不僅具有肖特基二極管的出色傳導性和開關性能，而且還具有雙極二極管的更高熱穩定性和浪涌電流穩健性?；旌隙O管稱為“合并PIN肖特基”(MPS)。MP

83、S二極管功能的詳細說明請參見下一節。合并PN肖特基(MPS)：進一步了解高端碳化硅功率二極管aaa-033945肖特基陽極歐姆陰極n SiC外延層n+SiC基片p+p+兩者都要結合肖特基二極管（正常工作）和PN二極管（浪涌電流事件）圖29|簡化的“合并PIN肖特基”二極管截面圖和等效電路。MPS二極管的簡化截面圖如圖29所示。與純肖特基器件不同，MPS二極管不僅僅具有金屬半導體界面。此外，P摻雜區嵌入在漂移區內，與肖特基陽極的金屬構成p歐姆接觸，并與輕度n摻雜SiC漂移或外延層構成PN結。如圖29中的等效電路所示，MPS二極管整體上同時具有肖特基二極管和PN二極管部分。這兩種二極管都會對總電流

84、產生影響，具體取決于工作模式。我們將在后面對此進行詳細描述。54二極管基礎知識2nexperia|設計工程師指南阻斷操作的MPSMPS二極管的另一方面會影響阻斷行為。如圖30所示，p區（通常稱為p柱或p阱）可穩定這些二極管，并減少反向偏置時的漏電流。aaa-034533純SiC肖特基二極管SiC合并PIN肖特基二極管陽極陰極nn+E漂移層中的最高場強更低漏電流金屬勢壘下的最大場強高漏電流截止電壓截止電壓最小值最大值陽極陰極nn+Ep+p+圖30|反向偏置時，純肖特基二極管與MPS的電場分布比較。反向偏置情況下的電場強度分布如圖30的左圖（用于純肖特基配置）所示。從陰極側看，電場強度在漂移層上逐

85、漸擴展，并在陽極側的金屬半導體界面達到其峰值。因此，最大電場強度出現在缺陷密度相對較高的位置。所以說，這些純肖特基器件具有相對較高的漏電流，這些漏電流只能用比理論上所需更厚的漂移層來抵消。然而，這不利于實現最低漂移電阻，因此也不利于功率電子應用的二極管。與純肖特基結構相比，MPS結構中插入的p區可極大地改變電場強度分布。如圖30的右側橫截面圖所示。由于插入p區導致相鄰PN結出現的損耗區會使最大場強偏轉，即從金屬界面轉移到漂移層區域。與幾何尺寸和所施加反向電壓都相同的純肖特基器件相比，這一層的幾乎無缺陷區域以及陽極側金屬界面上顯著降低的電場強度應力可減少漏電流。此夾斷的有效性由p區注入的相對面積

86、和幾何布局、其摻雜濃度、相鄰p區之間的間距、所包含的肖特基區域及其金屬-SiC勢壘高度決定。這些都是影響器件特性的基本設計參數。由于肖特基傳導區域更小，所以預計較大的p+注入區域會導致更高的導通電壓，但由于肖特基部分存在更有效的夾斷，所以可能會導致更低的漏電流?；蛘?，通過保留純肖特基二極管和合并PIN肖特基二極管的漏電流和幾何尺寸，MPS二極管可在更高的擊穿電壓下運行，同時不會擴大漂移層，也不會增加相關漂移電阻，從電氣方面看，這對功率應用尤其有益。55二極管基礎知識2二極管應用手冊標稱正向操作和過流事件下的MPS如前所述，插入的p區不僅可以緩解反向偏置情況下金屬-半導體界面上的電場強度應力，以

87、降低漏電流。p區的相關pn結設計也能夠在正向偏置情況下傳輸大量電流。與雙極器件相比，在給定晶體尺寸的情況下，單極器件具有相對更高的差分電阻，而該特性可用于克服單極器件的局限性。比如，圖31給出了純肖特基、純PN和MSP二極管的MPS橫截面、等效電路和I-V曲線。如圖29和圖31所示，MPS二極管具有兩個整體集成的二極管，即肖特基二極管和PN二極管。aaa-033946過流事件：PN支持純肖特基PN結正常工作：僅肖特基MPSVF,0S肖特基拐點電壓VF,0PNPN拐點電壓VFIF肖特基陽極歐姆陰極n SiC外延層n+SiC基片p+p+等效電路圖31|標稱和過流情況下的合并PIN肖特基二極管。56

88、二極管基礎知識2nexperia|設計工程師指南在標稱電流條件下，MPS的壓降非常低，以致于只有肖特基區域會對總電流產生積極影響，而集成的PN二極管仍保持無效狀態。這在圖31的等效電路中表示為綠色電流，在該等效電路中，正向電流僅在一定閾值下通過MPS二極管的肖特基區域傳導。這稱為“單極模式”，且該器件在純肖特基模式下工作，具有較低的開啟電壓和純電容式開關性能。肖特基區域對應的低開啟電壓和MPS區域的PN結如圖31中的I-V曲線所示。圖32為在不同結溫下和標稱電流條件下，SiC MPS的典型I-V曲線圖。對于此類器件的大多數開關模式應用，我們可以假設其標稱電流條件。SiC二極管在I-V曲線中有三

89、個不同區域，與NTC、ZTC和PTC行為存在不同的溫度依賴性。在較低的電流范圍內，SiC二極管的開啟電壓會隨著結溫的升高而降低，從而導致NTC行為。隨著電流的增加，漂移電阻變得越來越具相關性。因此，存在一個與溫度無關的I-V點。不同結溫下的所有I-V曲線都會相交于此點。此點具有零溫度系數(ZTC)，表明從NTC至PTC二極管行為的轉變。如圖32中所示，I-V曲線的陡峭度會隨著結溫的升高而降低。當電流高于ZTC點時，器件表現出支持SiC二極管并行化的明顯PTC行為，適用于具有更高電流需求的應用。aaa-03453425C100C75C175C150CIF(A)VF(V)02.01.60.81.2

90、0.4180246810121416圖32|在標稱電流條件下，SiC MPS的靜態I-V曲線隨溫度的變化而變化。57二極管基礎知識2二極管應用手冊但是，如果我們來推斷純肖特基器件的I-V曲線，我們會發現單極器件相對較高的差分電阻會是一個不利因素。尤其是在存在超過標稱電流范圍的高電流情況下，相對較高的差分電阻會導致較高的導通損耗和較差的過流能力。為克服在瞬態高電流（如浪涌電流）情況下的這一缺點，需將純肖特基器件并聯，以應對這些電流。在實際應用中，通常必須選擇尺寸超規格的二極管，而這純粹只是為了應對這一瞬變情況。從商業和性能角度看，這往往是不利的。MPS設計利用純正向肖特基行為來克服器件的這一缺點

91、。MPS結構中的PN二極管行為與肖特基二極管完全相反。整體集成的PN二極管的初始開啟電壓非常高，以致于在標稱應用條件下，MPS的這個部件不會對總電流做出貢獻。這里，MPS用作為純肖特基二極管。然而，在高正向電流情況下，由于肖特基區域MPS的差分電阻相對較高，壓降就會變得非常高，以致于會觸發集成PN結，并注入空穴。根據圖31中的等效電路，這兩個二極管都會傳輸電流。之前的純單極器件會變成雙極器件。已注入的空穴會大大提高二極管的傳導性，從而提高I-V曲線的陡峭度和器件的電流處理能力，進而實現更高的IFSM。該工作模式稱為雙極模式。圖33顯示了MPS二極管的靜態I-V正向性能，包括過流事件期間的雙極模

92、式。圖34顯示了在施加10ms正弦電流時MPS二極管的相應動態性能。顯然，MPS二極管出色的瞬時行為可在浪涌電流期間明顯緩解功率二極管的熱應力。這樣不僅可防止熱失控和器件損壞，而且減少對結溫的影響還可以延長器件的使用壽命，并提高器件的可靠性，工程師在選擇器件時應加以考慮，尤其是對于重型、長使用壽命或安全相關的應用。58二極管基礎知識2nexperia|設計工程師指南最好可以通過徹底查看高電流下的靜態I-V曲線來解釋說明這種性能提升的原因。我們來看看圖33中的靜態測量。在MPS結構中，兩種集成二極管的溫度性能截然不同。肖特基器件的差分電阻隨著結溫升高而增大，從而導致I-V曲線隨溫度升高而變平。另

93、一方面，MPS PN二極管啟用的閾值降低。從應用角度來看，這極其有益，因為這種雙極模式的保護性在較高的結溫下更為重要。未采用MPS理念但標稱電流額定值與SiC MPS相同的SiC二極管表現出較差的過流能力，且可能無法承載與更穩健的MPS設計相同的過流。對于特定應用，比如功率因素校正或由于拋負載或掉線而導致瞬時過流的電源供應，硬件設計人員必須在設計時考慮到這一點。因此，設計人員必須添加更復雜的保護電路，以防止過流和/或過度指定何時使用未采用MPS概念的SiC二極管。兩者都會對成本結構產生不利影響。Nexperia的穩健型SiC MPS二極管可解決這一問題，從而降低系統復雜性，無需使用昂貴且尺寸超

94、規格的器件。aaa-03453525C55C100C75C175C150CIF(A)VF(V)071234561000908070605040302010圖33|SiC MPS二極管的靜態I-V行為（包括過流）。對于硬件設計人員來說，可根據個人和特定應用選擇最合適其功率設計的SiC二極管，而MPS二極管的半導體設計工藝亦是如此。MPS二極管中肖特基區域和PN區域的比例與正常的正向傳導能力和浪涌電流處理能力有關。在芯片尺寸給定的情況下，SiC MPS的PN部分越高，器件的過流能力就越高。但是，這會對標稱電流條件下的低壓降產生不利影響。因此，必須在最低可實現壓降（標稱電流條件下）與最高過流穩健性之

95、間找到一種權衡。最優解決方案通常取決于應用。Nexperia在SiC MPS二極管中選擇了一個PN和肖特基寬度之間的權衡比例，該比例最適合廣泛的硬開關和軟開關應用。59二極管基礎知識2二極管應用手冊aaa-034752VF(V)IF(A)IF(A)VF(V)時間(ms)901234567890010203040506070800246810圖34|10ms正弦電流應力期間的動態過流行為。SiC MPC二極管的反向恢復優勢除了靜態優勢，SiC MPS二極管在開關模式下動態操作期間也具優勢。其與硅基PN二極管相比的一個主要優勢與反向恢復特性有關。如前文所述，在標稱條件下，SiC MPS二極管的行為

96、就像肖特基二極管。與傳統的Si快速恢復二極管不同，只有多數載流子才會影響SiC二極管的總電流。因此，SiC二極管表現出純電容式開關行為，從而導致其反向恢復電荷低于具有相同電氣額定值的Si快速恢復二極管。反向恢復電荷至關重要，它是造成損耗的一個主要原因，因此對轉換器效率會有不利影響。SiC的反向恢復電荷不僅低于硅基競爭產品。圖35顯示了相關參數對轉換器性能的影響，如不同的二極管關斷電流和結溫。顯然，在存在此類變化因素的情況下，SiC表現出幾乎恒定的行為。SiC并未表現出Si快速恢復二極管的大多數非線性行為。因此，功率設計人員更容易預測出SiC的行為，因為他們不必考慮各種環境溫度和負載條件。事實上

97、，對于這兩種二極管技術來說，截止電壓都會對整體恢復電荷的電容部分產生影響。對于硅基PN二極管，這部分相當小，因為在二極管關斷期間，恢復電荷由存儲的少數載流子控制。因此，電容電荷的電壓依賴性通?？梢院雎圆挥?。60二極管基礎知識2nexperia|設計工程師指南由于SiC二極管中存在少數載流子，所以電容電荷是反向恢復電荷的唯一影響因素，因此在開關期間會造成損耗。圖36說明了所施加的截止電壓對電容電荷的依賴性。我們可通過計算電容電壓函數下面的面積，并根據二極管電容行為與所施加電壓之間的關系提取有效電容電荷。如圖36中所示，電壓越高，電荷就越高，因此存儲能量也就越高。在典型的功率電子拓撲結構中，二極管

98、的這種電容電荷會引起開關單元晶體管中的損耗，因此在選擇二極管-晶體管對期間必須考慮這一因素。如圖36中所示，與Si競爭產品的反向恢復電荷相比，該存儲能量相當低。但盡管這個能量很低，它也會變得很重要，尤其是在高頻率轉換器中。aaa-034625-1時間(s)IF(A)5A10A3.543.553.563.573.583.593.60103020100VR=400Vaaa-034625-2時間(s)IF(A)5A10A3.543.553.563.573.583.593.60103020100VR=400VSi二極管SiC二極管(PSC1065K)aaa-034625-3時間(s)IF(A)VR=4

99、00V25C125C150C85C5.105.125.145.165.18 5.195.115.135.155.1710403020100aaa-034625-4時間(s)IF(A)VR=400V25C125C150C85C5.105.125.145.165.18 5.195.115.135.155.1710403020100Si二極管SiC二極管(PSC1065K)圖35|SiC二極管與Si二極管的反向恢復行為比較。61二極管基礎知識2二極管應用手冊aaa-034626電容(pF)QC(nC)EC(J)Vr(V)0800600400200080060040020010210310210110

100、11208820103040010210310圖36|SiC二極管電容電荷的電壓依賴性和由此產生的存儲能量。62二極管基礎知識2nexperia|設計工程師指南2.6.4 可實現最高性能的先進SiC MPS工藝如前所述，在芯片尺寸給定的情況下，標稱電流和過流條件下PN和肖特基區域之間的比例決定了器件性能，且該比例通常會導致設計人員對MPS二極管的這兩個方面進行權衡取舍。為了進一步優化這些特性，需要實施更先進的工序。一個主要的影響參數就是芯片厚度以及為實現MPS最終設計而減少的芯片厚度。未經過處理的碳化硅基片為n摻雜基片。隨后，SiC基片上會生長出外延層。這些基片的厚度可達500m。由于SiC

101、n基片的摻雜濃度相對較低，其對經過加工的二極管總導通電阻的影響是不可以忽視的。因此，正常運行時的壓降以及過流處理都會受到不利影響。如圖37所示，厚基片層沒有任何電氣功能，但不幸的是，作為一個串聯電阻，總電流必須流經該基片層。為克服這一缺點，必須將基片的底面磨薄。但是，由于SiC的硬度（在莫氏等級9.2至9.3之間），研磨需要先進的制造工藝能力和對材料質量的精確控制。不恰當且比較差的工藝步驟會導致芯片厚度不均勻，甚至芯片破裂，從而導致性能下降，甚至器件故障。aaa-033947350m 110m 燒結金屬電流背面金屬肖特基金屬燒結金屬電流背面金屬肖特基金屬肖特基區域n-SiC外延層n+SiC基片

102、肖特基區域n-SiC外延層n+SiC基片p+p+p+p+Rsub1Rsub2圖37|通過背面打磨降低基片電阻。Nexperia的SiC MPS二極管都被研磨至最小的基片厚度，以盡可能提高二極管的性能，同時不會降低機械穩定性。63二極管基礎知識2二極管應用手冊此外，底面研磨還對熱性能有利。如圖38中所示，熱路徑上n摻雜的基片部分大大減少了。aaa-033948350m 110m 燒結金屬電流背面金屬肖特基金屬燒結金屬電流背面金屬肖特基金屬肖特基區域肖特基區域p+p+p+p+Rth,sub1Rth,2熱熱圖38|與厚基片解決方案相比，Nexperia背面優化技術的熱性能改進。例如，在正向傳導期間，

103、當二極管必須散熱時，大部分熱流會通過二極管的底面從引線框架傳遞至PCB中。厚基片不僅會帶來不必要的電阻，還會影響熱流。因此，它對最高可實現性能和器件的使用壽命都會有不利影響。相比之下，使用Nexperia的薄SiC技術可大大提高熱性能。這進而會降低熱阻，提高耗散功率，并增加功率密度。在芯片尺寸給定的情況下，尤其是當此類瞬時過流的持續時間相當長時，浪涌電流能力也會提高。另一個考量因素與器件的使用壽命相關。在給定應用規定了功耗的情況下，越薄的器件結溫變化越低，從而可以延長器件的使用壽命，提高器件的可靠性。盡管SiC二極管已在市場上出售，但各SiC制造商生產其器件的方式仍存在重大差異。為了使設計人員

104、能夠充分利用SiC相對于Si的材料特性優勢，需要一種先進的SiC設計（比如合并PIN肖特基二極管，該二極管具有經過優化的PN和肖特基區域比例、質量與流程控制功能以及特殊基片處理能力）。Nexperia已經掌握了所有這些設計和生產步驟，以確保最高性能、最高可靠性和最優質量標準。64二極管基礎知識2nexperia|設計工程師指南2.7 齊納二極管2.7.1 引言當正向偏置時，齊納二極管具有與硅p-n二極管相同的特性。對齊納二極管應用來說，最重要的就是反向偏置時的特性，此時齊納二極管具有較小的漏電流，低于指定擊穿電壓。當高于擊穿電壓時，IV特性顯示電流急劇增加。在不低于擊穿電壓VZ的情況下，齊納二

105、極管可以作為穩壓器持續工作。這些器件是針對多種不同電壓生產的，并保證較小容差，以便在規定的反向電流IZ下測試VZ。圖39顯示了齊納二極管的常用符號。陰極陽極圖39|齊納二極管的常用符號。圖40顯示了齊納二極管的IV曲線示例。對于正電壓，二極管采用正向傳導。如果電壓超過0.7V左右，電流就會急劇增加。對于反向電壓，圖中顯示了二極管阻斷區域。一旦達到擊穿電壓，電流就會顯著增加。二極管的壓降在該區域幾乎保持恒定不變。理想情況下，齊納二極管會保持VZ恒定且不受電流影響。實際上，大于零。我們可使用高度摻雜的基片來實現適用于不超過5V電壓的齊納二極管。對于此類pn二極管，在反向偏置結的耗盡區，電子可從價帶

106、進入導電帶形成電子貫穿，從而產生電擊穿。一旦場強足夠高，自由電荷載流子會導致反向電流陡然增加?？死瓊愃姑窢栁凝R納(Clarence Melvin Zener)于1934年首次發現此效應，故以他的名字來命名此類二極管。對于擊穿電壓高于5V的齊納二極管，另一種擊穿效應會變得顯著。這稱為“雪崩”擊穿，在pn結的電場使過渡區的電子加速時發生。這些電子會形成電子-空穴對。這些空穴會向負極移動并再次填上電子，而自由電子則向正極移動?？昭ê碗娮拥倪@種運動會產生通過負偏置二極管的漏電流。在高場強下，移動的空穴和電子通過釋放相鄰的束縛電子，可以產生更多電荷載流子。電荷載流子大量產生的過程會發展成雪崩，一旦超過特

107、定的反向電壓，就會導致大量電流開始流動。65二極管基礎知識2二極管應用手冊aaa-033931擊穿區域反向截止正向傳導VBRIZ0.7V齊納效應和雪崩效應的區別并不在于齊納二極管的命名。無論由哪種物理效應主導pn結的擊穿，所有的基準電壓二極管均稱為齊納二極管。圖40 齊納二極管的I-V特性。2.7.2 數據手冊中的參數Nexperia齊納二極管數據手冊的開頭部分為“一般描述”。這部分提供了封裝類型信息。齊納二極管數據手冊涉及整個產品系列，包括所有工作電壓?！疤匦院蛢瀯荨币还澲刑岬搅斯ぷ麟妷悍秶?。對于具有不同VZ容差選擇的齊納二極管，為標稱工作電壓，這一信息也有敘述?！翱焖賲⒖紨祿币徽轮校ㄈ绫?/p>

108、6所示）提到了正向電流IF為10mA，Tamb=25C時的最大正向電壓VF。為避免明顯自熱，我們在脈沖模式下對該參數進行了測試。此外，還說明了最大總功耗Ptot，同時還描述了相關貼裝條件。下表6為BZX884S數據手冊中的一個示例。表6：“快速參考數據”是齊納二極管數據手冊中的示例。Tj=25C，除非另有規定符號參數條件最小值典型值最大值單位VF正向電壓Ir=10mA10,9VPtot總功耗2365mW 1 脈沖測試：tp 300s；0.02 2 貼裝在FR4單端70m鍍錫銅PCB上的器件，標準管腳尺寸。66二極管基礎知識2nexperia|設計工程師指南表7詳細說明了二極管的引腳分布。對于其

109、他二極管，用標記條清晰地標記陰極，以確保貼裝方向正確無誤。表8列出了訂購信息，包括型號、詳細名稱、描述和封裝形式。表7：數據手冊中關于示例齊納二極管引腳分布的信息。引腳符號描述簡化外形圖形符號1K陰極121透明頂部視圖006aaa152AK2A陽極 1 標記條表示陰極。表8：示例齊納二極管數據手冊中的訂購信息。型號封裝名稱描述版本BZX884S系列1DFN1006BD-2無引腳的超小型塑料封裝，帶側面易粘錫(SWF)；2個端子；0.65mm間距；1 0.6 0.47mm主體SOD882BD 1 該系列包含37個擊穿電壓，標稱工作電壓在2.4V至75V，容差為2%和大約5%。下一個數據手冊部分名

110、為“標記”，如表9所示。所有具有不同工作電壓（在這兩個容差范圍內）的可用產品均與標記代碼一起列出。最新一代齊納二極管的名稱很容易理解。首先，可找到齊納二極管系列名稱。在給定示例中為BZX884S。在此之后，添加一個容差字符。指示符“B”表示2%容差，字符“C”表示大約5%容差。Nexperia推出了更廣泛的齊納二極管產品組合，其VZ的容差額定值為“A”，這意味著精確度為1%，以滿足日益增長的更高精度需求?？蛇x擇使用封裝SOT23、SOD323和SOD123F的二極管。在此之后是工作電壓，例如：2V4表示VZ=2.4V。整數電壓額定值僅顯示一個數字，沒有V作為分隔符。67二極管基礎知識2二極管應

111、用手冊表9：數據手冊中顯示不同工作電壓和相應標記代碼的部分。型號標記代碼 型號標記代碼 型號標記代碼BZX884S-B2V42ABZX884S-B273ABZX884S-C8V25KBZX884S-B2V72BBZX884S-B303BBZX884S-C9V15LBZX884S-B3V02CBZX884S-B333CBZX884S-C103YBZX884S-B3V32DBZX884S-B363DBZX884S-C113ZBZX884S-B3V62EBZX884S-B393EBZX884S-C124ABZX884S-B3V92FBZX884S-B433FBZX884S-C134BBZX884S-

112、B4V32GBZX884S-B473GBZX884S-C154CBZX884S-B4V72HBZX884S-B513HBZX884S-C164DBZX884S-B5V12JBZX884S-B563JBZX884S-C184EBZX884S-B5V62KBZX884S-B623KBZX884S-C204FBZX884S-B6V22LBZX884S-B683LBZX884S-C224GBZX884S-B6V8N3BZX884S-B753MBZX884S-C244HBZX884S-B7V52MBZX884S-C2V44KBZX884S-C274JBZX884S-B8V22NBZX884S-C2V74

113、LBZX884S-C304MBZX884S-B9V12PBZX884S-C3V04RBZX884S-C334NBZX884S-B102QBZX884S-C3V34SBZX884S-C364PBZX884S-B112RBZX884S-C3V64TBZX884S-C394QBZX884S-B122SBZX884S-C3V94UBZX884S-C434VBZX884S-B132TBZX884S-C4V34UBZX884S-C474WBZX884S-B152UBZX884S-C4V74YBZX884S-C514ZBZX884S-B162VBZX884S-C5V15BBZX884S-C565ABZX88

114、4S-B182WBZX884S-C5V65CBZX884S-C625DBZX884S-B202XBZX884S-C6V25FBZX884S-C685EBZX884S-B222YBZX884S-C6V85GBZX884S-C755HBZX884S-B242ZBZX884S-C7V55J68二極管基礎知識2nexperia|設計工程師指南表10包含“限值”。定義了最大正向電流IF以及最大總功耗Ptot，接下來就是最大結溫Tj和允許的環境溫度范圍Tamb和存儲溫度范圍Tstg。表10：示例齊納二極管數據手冊中的指定限值。依照絕對最大額定值系統(IEC 60134)。符號參數條件最小值最大值單位IF正

115、向電流200mAPtot總功耗Tamb=25C1365mWTj結溫150CTamb環境溫度55+150CTstg存儲溫度65+150C 1 貼裝在FR4單端70m鍍錫銅PCB上的器件，標準管腳尺寸。表11詳細說明了單端70m鍍銅PCB上的Rth(j-a)，標準管腳尺寸。該值還可以根據表10中給出的限值使用(150K25K)/0.365W計算得出。表11：示例齊納二極管數據手冊中結至環境的熱阻定義。符號參數條件最小值典型值最大值單位Rth(j-a)結至環境的熱阻在自由空氣中1340K/W 1 貼裝在FR4單端70m鍍錫銅PCB上的器件，標準管腳尺寸。69二極管基礎知識2二極管應用手冊在顯示“特性

116、”的表12中，提供了IF為10mA時的最大正向壓降，如表6中所示。表12：示例齊納二極管數據手冊中的“特性”部分。Tj=25C，除非另有規定符號參數條件最小值典型值最大值單位VF正向電壓Ir=10mA10,9V 1 脈沖測試：tp 300s；0.02表13中匯總的3個表列出了二極管的幾個非常重要的參數。第一列為擴展名，第二列為每種二極管的精度范圍。第三列為反向電流為5mA時的最小和最大VZ值。當VZ等于或高于27V時，測試電流減少。使用2mA而非5mA的IZ，因為如果擊穿電壓較高，且P=VZ*IZ，功耗就會變得非常高。我們在量產過程中還測試了其他工況，以確保整個VZ-IZ曲線在反向截止區域中正

117、確無誤，以及在正向傳導和擊穿區域中正確無誤。差分電阻定義為rdif=VZIZ，列在第四列中。這是VZ-IZ曲線的陡峭度。理想情況為0歐姆動態電阻或垂直曲線。在這種情況下，VZ不會隨著反向電流而變化，且擊穿電壓保持穩定，不受所施加電流的影響。第五列為2/3 VBR時的最大反向電流或漏電流。第六列為IZ=5mA時的熱系數SZ（單位：mV/K）。擊穿電壓取決于結溫，并可使用以下簡單公式計算：VZ=VZ(nominal)+SZ (Tj 25C)對于低壓齊納二極管，SZ為負系數，所以VZ隨溫度下降。擊穿機制為齊納效應。當高于6V左右時，SZ標志發生變化，且雪崩效應變得顯著。最后一列為在VR=0V和f=1

118、MHz條件下測試的二極管電容Cd。70二極管基礎知識2nexperia|設計工程師指南表13：每個類型（BZX884S-B2V4至BZX884S-C24）的特性Tj=25C，除非另有規定工作電壓差分電阻反向電流溫度系數二極管電容BZX884SSelVZ(V)rdif()IR(A)SZ(mV/K)Cd(pF)1IZ=5mAIZ=1mAIZ=5mAIZ=5mA最小值 最大值 典型值 最大值 典型值 最大值 最大值 VR(V)最小值 最大值最大值2V4B2.352.4527560070100501.03.50.0260C2.202.602V7B2.652.7530060075100201.03.50

119、.0260C2.502.903V0B2.943.063256008095101.03.50.0260C2.803.203V3B3.233.37350600859551.03.50.0260C3.103.503V6B3.533.67375600859051.03.50.0260C3.403.803V9B3.823.98400600859031.03.50.0260C3.704.104V3B4.214.39410600809031.03.50.0260C4.004.604V7B4.614.79425500508032.03.50.2170C4.405.005V1B5.005.20400480406

120、022.02.71.2170C4.805.405V6B5.495.7180400154012.02.02.5170C5.206.006V2B6.086.324015061034.00.43.7120C5.806.606V8B6.666.94308061524.01.24.5120C6.407.207V5B7.357.65308061515.02.55.3150C7.007.90 1 f=1MHz；VR=0V71二極管基礎知識2二極管應用手冊Tj=25C，除非另有規定工作電壓差分電阻反向電流溫度系數二極管電容BZX884SSelVZ(V)rdif()IR(A)SZ(mV/K)Cd(pF)1IZ=

121、5mAIZ=1mAIZ=5mAIZ=5mA最小值 最大值 典型值 最大值 典型值 最大值 最大值 VR(V)最小值 最大值最大值8V2B8.048.3640806150.75.03.26.2150C7.708.709V1B8.929.28401006150.56.03.87.0150C8.509.6010B9.8010.20501508200.27.04.58.090C9.4010.6011B10.80 11.205015010200.18.05.49.085C10.40 11.6012B11.80 12.205015010250.18.06.010.085C11.40 12.7013B12.

122、70 13.305017010300.18.07.011.080C12.40 14.1015B14.70 15.305020010300.0510.59.213.075C13.80 15.6016B15.70 16.305020010400.0511.210.414.075C15.30 17.1018B17.60 18.405022510450.0512.612.416.070C16.80 19.1020B19.60 20.406022515550.0514.014.418.060C18.80 21.2022B21.60 22.406025020550.0515.416.420.060C20.

123、80 23.3024B23.50 24.506025025700.0516.818.422.055C22.80 25.60 1 f=1MHz；VR=0V72二極管基礎知識2nexperia|設計工程師指南BZX884S-B27至BZX884S-C75Tj=25C，除非另有規定工作電壓差分電阻反向電流溫度系數二極管電容BZX884SSelVZ(V)rdif()IR(A)SZ(mV/K)Cd(pF)1IZ=2mAIZ=0.5mAIZ=2mAIZ=2mA最小值 最大值 典型值 最大值 典型值 最大值 最大值 VR(V)最小值 最大值最大值27B26.50 27.506530025800.0518.9

124、21.425.350C25.10 28.9030B29.40 30.607030030800.0521.024.429.450C28.00 32.0033B32.30 33.707532535800.0523.127.433.445C31.00 35.0036B35.30 36.708035035900.0525.230.437.445C34.00 38.0039B38.20 39.8080350401300.0527.333.441.245C37.00 41.0043B42.10 43.9085375451500.0530.137.646.640C40.00 46.0047B46.10 47

125、.9085375501700.0532.94251.840C44.00 50.0051B50.00 52.0090400601800.0535.746.657.240C48.00 54.0056B54.90 57.10100425702000.0539.252.263.840C52.00 60.0062B60.80 63.20120450802150.0543.458.871.635C58.00 66.0068B66.60 69.40150475902400.0547.665.679.835C64.00 72.0075B73.50 76.50170500952550.0552.573.488.

126、635C70.00 79.00 1 f=1MHz；VR=0V73二極管基礎知識2二極管應用手冊圖41顯示了二極管BZX884S-B/C6V8的正向I-V曲線，其中IF為對數尺度。圖41|正向電流與正向電壓的函數關系；BZX884S-B/C6V8-Q典型值。aaa-028551IF(mA)VF(V)0.41.00.80.61010110101010Tj=25C圖42描述了溫度系數SZ如何隨著工作電流IZ變化。較低的工作電壓會對該系數產生十分顯著的影響。從圖43中可以得出，在工作電壓高于7.5V的情況下，SZ在整個IZ范圍內幾乎為常數。mld444IZ(mA)SZ(mV/K)101010110.5

127、1.500.522V44V74V33V93V63V33V02V7Tj=25C至150C圖42|溫度系數與工作電流的函數關系；BZX884S-B/C2V4-Q至B/C4V7-Q典型值。mld445IZ(mA)SZ(mV/K)101010140812415131211109V15V65V18V27V56V86V2Tj=25C至150C圖43|溫度系數與工作電流的函數關系；BZX884S-B/C5V1-Q至B/C15-Q典型值。74二極管基礎知識2nexperia|設計工程師指南對于齊納二極管，反向I-V特性顯示了如何有效地使用該器件來穩定電壓。如圖44所示，對于低齊納電壓，擊穿電壓與反向電流相比顯

128、著增加。該圖描述了2.4V至6.8V的反向I-V曲線。圖45和圖46顯示了BZX884S系列中高壓齊納二極管的反向特性。這些器件非常接近理想的齊納二極管，即在標稱VZ電壓下具有垂直的I-V特性，所以反向電流IZ不會對擊穿電壓產生影響。aaa-006665IR(A)VR(V)101010101010101010086242V42V73V03V33V63V94V3 4V7 5V15V66V26V8Tj=25C圖44|反向電流與反向電壓的函數關系；BZX884S-B/C2V4-Q至B/C6V8-Q典型值。aaa-006666IR(A)VR(V)0251520510101010101010101010

129、1112131516182022247V58V29V1Tj=25C圖45|反向電流與反向電壓的函數關系；BZX884S-B/C7V5-Q至B/C24-Q典型值。aaa-006667IR(A)VR(V)20806040273033363943475156626875101010101010101010Tj=25C圖46|反向電流與反向電壓的函數關系；BZX884S-B/C27-Q至B/C75-Q典型值。75二極管基礎知識2二極管應用手冊2.7.3 齊納二極管封裝概述Nexperia提供各種封裝的齊納二極管。表14顯示了所有選項，從小封裝DFN1006到具有越來越高功率性能的大封裝（如SOT223

130、）。第3列中的值要求將器件貼裝在標準管腳尺寸的FR4 PCB上。該電路板采用單端鍍錫銅。表14：Nexperia的齊納二極管封裝、配置和Ptot額定值。封裝名稱配置Ptot(mW)DFN1006BD-2(SOD882BD)單配置365DFN1006(D)-2(SOD882)單配置250SOD523單配置300SOD323單配置300/400/490SOD323F單配置310SOT23單/雙配置250/300SOT323單/雙配置250/275/300/350SOD123單配置365/590SOD123F單配置500/830SOT89單配置1000SOT223單配置1500SOD80C(Mini

131、Melf)單配置500SOD27(DO-35)單配置500SOD66(DO-41)單配置1000/130076二極管基礎知識2nexperia|設計工程師指南77數據手冊參數3二極管應用手冊第3章數據手冊參數78數據手冊參數3nexperia|設計工程師指南3.1 引言在為任何應用選擇最適合的二極管時，除了查看數據手冊別無他法。選擇時需要非常小心，因為不同的半導體制造商會在不同條件下指定相同的參數，從而很難對兩種不同的產品進行比較。了解到這一點，就說明理解數據手冊中的參數是成功進行應用設計的關鍵。本章的目的是通過Nexperia二極管數據手冊為工程師提供有效的解決方案，并重點介紹特殊應用和技術

132、相關參數。我們以PMEG45T20EXD-Q數據手冊為例。PMEG45T20EXD-Q是一款符合汽車標準（符合AEC-Q101標準）的45V 2A MEGA（高能效通用型）Trench肖特基勢壘整流二極管。在本例中，45V為反向截止電壓，2A為平均直流正向電流。3.2 了解Nexperia數據手冊中的參數及其位置由于Nexperia提供廣泛的二極管產品組合，特殊二極管產品的某些部分可能會偏離通用結構。盡管如此，以下小節代表Nexperia二極管的通用數據手冊結構。齊納二極管數據手冊涉及全系列二極管，而不僅僅是單個產品。因此，它們包含特殊小節，其中有一個特定參數表，如擊穿電壓VZ、熱系數VZ等。

133、3.2.1 快速參考數據數據手冊中的第4節是一個很好的初期指標，表明特定二極管是否適用于目標應用。在“快速參考數據”部分，表中總結了器件最重要的電氣特性。表15顯示了從PMEG45T20EXD-Q數據手冊各節中節選的內容。79數據手冊參數3二極管應用手冊表15：示例：PMEG45T20EXD-Q數據手冊之外的快速參考數據。符號參數條件最小值典型值最大值單位IF(AV)平均正向電流=0.5；f=20kHz；方波；Tsp 166C2AVR反向電壓Tj=25C45VVF正向電壓IF=2A；脈沖；Tj=25C1500560mVIR反向電流VR=45V；脈沖；Tj=25C1425AVR=45V；脈沖；T

134、j=125C139mA 1 非常短的脈沖，用于保持穩定的結溫。二極管的平均正向電流IF(AV)規定了不會因為過熱而受損的特定波形的電流能力。比較多個IF(AV)額定值時，必須特別注意測量條件。Nexperia指定了20kHz方波的IF(AV)，占空比為50%。圖47中給出了占空比定義。在為0.5，開關頻率f為20kHz時，t2=120kHz=50s且t1=t2 =25s。006aaa812Pt2t1占空比=t1t2t圖47|占空比定義。Nexperia指定了20kHz方波的IF(AV)，占空比為50%。80數據手冊參數3nexperia|設計工程師指南典型波形的電流額定值可使用以下方程獲得：I

135、F(AV)=IM IRMS=IF(AV)at DC&IRMS=IM 這里，IM定義為電流峰值，IRMS為均方根電流(RMS)。在直流條件下，IRMS等于平均電流。換句話說，在直流條件下或相同值的任何其他直流電流條件下，IRMS值可實現與IF(AV)相同的散熱效應。一些供應商使用正60Hz半正弦波來指定IF(AV)。通過計算兩種電流波形在半正弦波的兩個周期內的平均功率，我們發現方波的平均功率與半正弦波本身大致為同一個數量級。請注意：IF(AV)額定值是根據最大焊點溫度指定的。在這種情況下為166C?！翱焖賲⒖紨祿北碇械南乱粋€值為反向截止電壓VR。該值決定了二極管在開始擊穿操作之前能夠承受的最大

136、允許反向電壓，這通常會損壞器件。反向截止電壓以及平均電流是Nexperia二極管命名慣例中使用的主要參數。因此，PMEG45T20EXD-Q的VR為45V，最大IF(AV)為2A。如1.3小節中所述，正向特性和反向特性都表現出較強的溫度依賴性。因此，討論“快速參考數據”部分中的正向電壓和漏電流時，應該強調的是，這兩個值是在室溫條件下使用非常短的脈沖測得的（表15中的腳注1），以免自熱。二極管的正向壓降(VF)決定了二極管正向偏置時的傳導損耗。這在高效應用（如SMPS）或反向極性保護中非常重要。此時，VF應保持盡可能低?！翱焖賲⒖急怼敝械淖詈笠粋€值為反向電流IR，亦稱為漏電流。這是反向偏置時將通

137、過二極管的電流量。對于反向功耗PR=VR IR，漏電流IR定義了在給定反向電壓下生成的反向功耗。81數據手冊參數3二極管應用手冊3.2.2 引腳分布、訂購和標記信息在討論了最具相關性的技術參數后，第5-7節將討論產品特定信息，比如訂購代碼和標記，如表16中所示。在原型設計階段使用器件，同時使用手動組裝時，簡化外形列中的透明頂部視圖非常有用。表16：PMEG45T20EXD-Q的引腳分布信息。引腳符號描述簡化外形圖形符號1K陰極sym001KA2A陽極“訂購信息”表（表17）包含唯一型號。如果芯片可用于多種封裝，這就變得更加重要。如果是這種情況，最后一個字母（對于新封裝來說，為最后兩個字母）為封

138、裝標識。除了型號，還提供了封裝名稱、主體尺寸和版本信息。表17：PMEG45T20EXD-Q的訂購信息。型號封裝名稱 描述版本PMEG45T20EXD-QCFP2-HPSOD323HP：塑料表面貼裝封裝，帶可焊引腳端；2.21.30.68mm主體SOD323HP3.2.3 限值第8節是數據手冊最重要的部分，開始操作器件之前，應仔細研讀。限值規定了器件可運行的絕對最大額定值。這些值由Nexperia提供保證，且符合“絕對最大額定值系統”(IEC60134)規定。我們不建議使用超出這些值或任何其他條件的應力，也不對此做出任何保證。長時間暴露在絕對最大額定值條件下可能還會影響器件功能。PMEG45T

139、20EXD-Q的限值如表18所示。82數據手冊參數3nexperia|設計工程師指南表18：PMEG45T20EXD-Q的限值。符號參數條件最小值最大值單位VR反向電壓Tj=25C45VIF正向電流=1；Tsp 165C2.8AIF(AV)平均正向電流=0.5；f=20kHz；方波；Tsp 166C2AIFSM非重復正向電流峰值tp=8.3ms；半正弦波；Tj(init)=25C22APtot總功耗Tamb 25C10.65W21.2WTj結溫175CTamb環境溫度55175CTstg存儲溫度65175C 1 貼裝在FR4單端鍍錫銅印刷電路板(PCB)上的器件，標準管腳尺寸。2 貼裝在FR4

140、 1cm2陰極單端鍍錫銅貼裝焊盤PCB上的器件。我們已在“快速參考數據”部分中討論了反向電壓VR和平均正向電流IF(AV)。與IF(AV)相比，正向電流IF規定了占空比為1時（換而言之，直流條件下）允許的最大恒定電流。這里，焊點溫度一直保持在165C以下。與IF相反，非重復正向電流峰值IFSM規定了允許的最大單電流脈沖。因此，IFSM是二極管浪涌電流能力的衡量標準。值得注意的是，IFSM僅適用于單次事件，如啟動時的浪涌電流或拋負載情景。用于表征這一點的測試脈沖為單周期半正弦波，脈沖長度tp為8.3ms，相對于60Hz半正弦波。此脈沖具有歷史背景，因為二極管最初用于將50/60Hz電源從交流電轉

141、變成直流電。電流脈沖如圖48所示，適用于IFSM值為50A的二極管。83數據手冊參數3二極管應用手冊aaa-034537IF(A)時間(ms)09876543216001020304050圖48|IFSM測量：夾片粘合二極管的半正弦波，脈沖寬度為8.3ms。經驗表明，當比較同一封裝中具有不同活動芯片面積（圖49）或采用不同粘合技術（圖50）的兩個器件時，器件的IFSM能力將存在顯著差異。甚至貼裝條件也會對IFSM產生影響。aaa-034627測得的IFSM(A)芯片活動面積(mm)0.50.70.91.11.31.59020304050607080圖49|5.5ms方波脈沖的IFSM與活動芯片

142、面積的函數關系。84數據手冊參數3nexperia|設計工程師指南aaa-034628正常：95%CI百分比IPulse(A)平均值163188.4210.9256.5StDev2.4041.4301.3702.014AD0.3190.3380.4370.281P0.4730.4240.2340.559N10101010配置1501752002252502755110203040506070809095991x500 m導線-1.64x1.64 mm2芯片尺寸1x500 m導線-3x3 mm2芯片尺寸2x200 m導線-3x3 mm2芯片尺寸2x300 m導線-3x3 mm2芯片尺寸圖50|不

143、同粘合技術的DPAK概率圖。此外，嘗試模擬不同脈沖長度的IFSM并非那么簡單，因為不存在完全的線性關系?？梢哉f，如果結溫未超過硅限制，IFSM會在短脈沖條件下增加，反之亦然。與短脈沖相比，長脈沖條件下的封裝功耗能力和焊點連接會影響IFSM能力。這里，產生的所有熱量都需要在結中耗散。測量IFSM時，初始結溫Tj(init)為25C。在經受測試脈沖時，器件結溫會升高，因此當Tj(init)高于25C時，IFSM會快速降低?？偣?Ptot)是在未超過允許的最大結溫（本例為175C）時，二極管在穩態運行期間能夠耗散的最大允許功耗。測量期間，環境溫度控制在不超過25C。Ptot在很大程度上取決于貼裝條

144、件，如表18中的PMEG45T20EXD-Q所示。表18中有兩個Ptot值。第一個值適用于PCB上的標準管腳尺寸，如數據手冊最后部分Nexperia的管腳尺寸建議所述。這里并未提供至PCB的最佳散熱值，因此無法充分利用CFP2-HP封裝的優勢。對于表中的第二個Ptot值，情況有所不同。該功耗適用于陰極焊盤片上的1cm2散熱器。這 種 情 況 與 四 層 P C B 的 熱 性 能 相 當，與 標 準 管 腳 尺 寸 相 比，它 使PMEG45T20EXD-Q能夠耗散近兩倍的連續功率。為了清楚呈現，圖51中顯示了兩種布局版本。85數據手冊參數3二極管應用手冊圖51|CFP2-HP測試板示例：陰極

145、的1cm貼裝焊盤與標準管腳尺寸。最大結溫TJ決定了芯片的溫度極限。違反此極限規定可能會對二極管造成不可逆的損壞，同時超過任何其他限值亦是如此。最大環境溫度Tamb通常等于最大TJ。存儲溫度Tstg亦是如此。最小和最大Tamb表示在滿足數據手冊中其他參數要求的同時，器件可承受的環境溫度。Tstg設置器件在不影響可靠性的情況下存放的溫度范圍。對于長期存放，惰性氣體可防止器件老化。3.2.4 熱特性數據手冊的這一小節介紹了在考慮了不同參考點和條件的情況下器件的熱特性。熱阻(Rth)是一種穩態參數，表示器件在恒定功率流和直流條件下的發熱量。因此，其單位為開爾文/瓦。在其他數據手冊中，有時會表示為攝氏度

146、/瓦。因為熱阻描述的是溫差，所以兩種單位都一樣。下標j-x表示從結點到特定參考點的溫差。圖52所示典型夾片粘合封裝的橫截面中顯示了重要熱通道的高級可視圖。aaa-034609結第一熱通道的焊點第二熱通道的焊點次要熱通道封裝表面PCB主要熱通道圖52|典型的銅夾片粘合FlatPower封裝的橫截面高亮顯示了熱通道。86數據手冊參數3nexperia|設計工程師指南Nexperia使用兩種不同的熱阻來指定其器件的熱特性。第一個值為結到環境的熱阻，可以通過索引(j-a)來識別。第二個值為結到陰極焊盤片上焊點的熱阻（表示為圖52中的“第一個熱通道”），索引為(j-sp)。出于完整性考慮，圖52還顯示了

147、從結到外殼頂部的次要熱通道。如果要考慮頂部散熱，該熱通道可能會比較重要。Nexperia的一些封裝（如CCPAK12）支持頂部散熱。SMD器件的主要熱通道是從結到焊點再進入PCB。若要通過使用Rth(j-a)來比較不同供應商的封裝，檢查對Rth(j-a)有重大影響的PCB類型和管腳尺寸等參數也至關重要。表19顯示了直流條件下PMEG45T20EXD-Q的熱特性。表19：PMEG45T20EXD-Q的熱特性。符號參數條件最小值典型值最大值單位Rth(j-a)結至環境的熱阻在自由空氣中1 2230K/W1 3125K/WRth(j-sp)結點與焊點之間的熱阻46K/W1 肖特基勢壘二極管還必須考慮

148、熱失控，因為有些應用的反向功耗PR是總功耗的重要組成部分。2 貼裝在FR4單端鍍錫銅印刷電路板(PCB)上的器件，標準管腳尺寸。3 貼裝在FR4 1cm陰極單端鍍錫銅貼裝焊盤PCB上的器件。4 陰極焊盤片上的焊點。87數據手冊參數3二極管應用手冊Nexperia指定了兩種不同貼裝條件的結到環境熱阻Rth(j-a)。第一個值對使用標準管腳尺寸有效。它可提供最高熱阻，因為二極管的熱通道有限。與使用1cm陰極散熱器的第二個值相比，在相同的耗散功率下，此時二極管可以更快速地發熱。如表19中的腳注1所述，當二極管內部由于漏電流產生的反向功耗超過封裝耗散的功率時，二極管就會發生故障。這稱為“熱失控”，我們

149、將在第3.3節中更詳細地進行說明。為避免這種情況，應遵守以下公式：PdissTJ 1Rth的熱穩定性指標），順序保持不變，SiGe和超快技術表現出最高的熱穩定性潛力，而低Vf平面肖特基技術在這方面的潛力最低。117熱性能考量4二極管應用手冊aaa-034611dJR/dT(A/mm2/C)VR=100VT(C)1011031041051061071081091010101110121020200255075100125150175120V SiGe整流二極管低Vf肖特基整流二極管低IR平面肖特基整流二極管超快恢復整流二極管100V Trench肖特基整流二極管圖81|不同整流二極管技術在100

150、V反向偏壓下漏電流密度相對于結溫的導數。4.3.4 封裝對整流二極管SOA的影響為了研究封裝對給定技術的安全工作區的影響，仍需要使用標準化電流來排除晶體尺寸的影響。因此，熱阻也必須標準化。為此，熱阻根據封裝尺寸（嚴格來說，管腳尺寸）進行標準化。由此，可以計算給定反向電壓的穩定性系數：dJRdT VR RTRT是系統的標準化熱阻。118熱性能考量4nexperia|設計工程師指南只要這個方程的結果不大于1，系統就是熱穩定的；值大于1的系統最終會變得熱不穩定。在圖81之后，SOT23中顯示了不同技術的穩定性限制。為了進行比較，標準管腳尺寸和單層PCB上SOT23的Rth(j-a)已根據建議的SOT

151、23封裝面積進行了標準化。該結果表明，在這些條件下，100V反向偏壓的平面低Vf肖特基二極管只能在41C以下的結溫下運行，不會發生熱失控。另一方面，SiGe二極管和超快恢復整流二極管可以承受超過150C的結溫，而不會變得熱不穩定?，F在，為了比較，我們對DFN封裝DFN1110D-3(SOT8015)進行相同的操作。如下文4.3.1所述，DFN封裝是非常緊湊的外殼，但具有出色的熱性能。結果將顯示在圖83中。平面低Vf肖特基技術在100V反向電壓下的穩定性極限改變為Tj=62C。盡管封裝尺寸小得多，但該結果突出了DFN封裝的高熱潛力。請記住，此封裝的結到環境的熱阻絕對值大于SOT23。然而，這個值

152、是在更小的管腳尺寸上實現的。aaa-034612穩定性系數TJ(C)0200255075100125150175103110110210310410510610102VR=100VRT=2970K/W/mm穩定性極限120V SiGe整流二極管低IR平面肖特基整流二極管低Vf肖特基整流二極管超快恢復整流二極管100V Trench肖特基整流二極管圖82|采用SOT23封裝的不同技術在100V反向電壓下的穩定性系數。穩定性系數大于1（穩定性極限）的整流二極管將變得熱不穩定。為了進行比較，單層PCB上標準封裝SOT23的Rth(j-a)已根據建議的SOT23封裝面積進行了標準化。119熱性能考量4

153、二極管應用手冊aaa-034613TJ(C)0200255075100125150175103110110210310410510610102VR=100VRT=630K/W/mm穩定性系數穩定性極限120V SiGe整流二極管低IR平面肖特基整流二極管低Vf肖特基整流二極管超快恢復整流二極管100V Trench肖特基整流二極管圖83|采用DFN1110D-3(SOT8015)封裝的不同技術在100V反向電壓下的穩定性系數。穩定性系數大于1（穩定性極限）的整流二極管將變得熱不穩定。為了進行比較，單層PCB上標準封裝DFN1110D-3的Rth(j-a)已根據建議的封裝面積進行了標準化。aaa

154、-034614Cth1Cth2Cth3Cth4Cth5TspTambientTjPtot(tpulse)芯片裸片焊接引腳框架輻射對流焊料PCB圖84|作為熱系統的SMD封裝中的二極管。熱量從參考點“j”（結）傳遞到參考點“環境”。對于瞬態過程，不僅需要考慮熱阻，還需要考慮系統中的熱容，根據電類比，熱容必須先充電，然后熱量才能傳播。動態熱阻抗描述了這種熱傳遞：Zth(j-a)(tpulse)=TPtot。120熱性能考量4nexperia|設計工程師指南4.4 瞬態效應在脈沖應用中，作為熱系統的器件在運行過程中可能無法達到穩態條件。在這種情況下，使用穩態熱阻沒有意義，而必須使用動態熱阻抗。4.4

155、.1 動態熱阻抗Zth動態熱阻抗Zth主要描述了熱傳遞的時間依賴性。對于瞬態過程，不僅需要考慮熱阻，還需要考慮系統中的熱容，根據電模擬，熱容必須先充電，然后熱量才能傳播（圖84）。兩個參考點A和B之間的瞬態熱流導致這些點之間產生溫差，由動態熱阻抗Zth描述，它與對系統施加的脈沖存在函數關系：Zth(AB)(tpulse)=TP|t=tpulse如第2章所述，Zth值在數據手冊中指定為一組曲線。它們可用于計算二極管在脈沖條件下作為熱系統的發熱量。這里，必須考慮信號的脈沖寬度和占空比。4.4.2 Foster和Cauer模型如圖84所示，分立半導體器件的動態熱特性可以通過RC熱網絡來描述。Fost

156、er和Cauer模型是熱RC網絡的等效電氣表示，可以表示分立器件的熱性能，并在SPICE環境中使用。本節闡述了其原理背后的一些基本理論，以及如何實現Foster和Cauer RC熱模型。為方便起見，在后續頁面中，我們將Foster和Cauer RC熱模型稱為RC模型。本章將介紹使用RC熱模型的幾種方法（包括工作示例）。121熱性能考量4二極管應用手冊RC模型源自基于器件動態熱阻抗的升溫曲線，如圖85所示的PMEG050T150EIPD。如第3章所述，該圖表示器件在瞬態功率脈沖下的熱特性。應用不同時間段的階躍函數會產生功率損耗，可以通過測量這些損耗來生成Zth。aaa-027070Zth(j-a

157、)(K/W)tp(s)102110103103102102101101占空比=10.010.020.750.500.330.100.0500.250.20圖85|PMEG050T150EIPD從結到環境的瞬態熱阻抗與脈沖持續時間和占空比的函數關系。貼裝在標準封裝和單層FR4 PCB上的器件；典型值。根據圖85，器件在持續時間200秒（即穩態）的功率脈沖下達到了熱平衡，并且Zth平臺成為Rth。Zth說明材料具有熱慣性。熱慣性意味著溫度不會發生瞬變。因此，該器件可以在持續時間較短的脈沖下處理較大的功率。圖85還顯示了具有不同占空比的重復脈沖的Zth曲線。這些曲線代表由于RMS功率耗散而產生的額外

158、RMS溫升。122熱性能考量4nexperia|設計工程師指南計算結溫上升要計算具有單個活動區域（即熱源在結處）的半導體器件結內的溫升，必須知道傳送到器件的脈沖的功率和持續時間。如果功率脈沖為方波，則可以從Zth圖表中讀取動態熱阻抗。該值與功率的乘積可得出結內的溫升。如果對器件施加恒定功率，則可以使用穩態熱阻抗，即Rth。同樣，溫升為功率和Rth的乘積。對于瞬態脈沖（例如正弦波或脈沖波），計算器件結內溫升的難度加大。計算某事件后持續時間為的Tj升高的正確數學方法是應用卷積積分。該計算方法將功率脈沖和Zth曲線都表示為時間的函數，并使用卷積積分生成溫度曲線：Tj=0P(t)dZth(t)dt d

159、t然而，由于Zth(t)沒有在數學上進行定義，這種方法不太可行。另一種方法是將波形近似為一系列矩形脈沖并應用疊加。雖然該方法相對簡單，但應用疊加也有其缺點。波形越復雜，則需要施加更多的疊加才能準確地對波形建模。為了將Zth表示為時間的函數，我們可以借鑒熱電類比法，將其表示為一系列RC充電公式或RC梯形。于是就可以在SPICE環境中表示Zth，以便于計算結溫。熱參數和電參數之間的關聯表22是熱電類比的總結。如果已知半導體器件的熱阻和熱容，則可以用電阻和電容來分別表示它們。將電流類比為功率，電壓類比為溫差，任何熱網絡都可以作為電氣網絡來處理。123熱性能考量4二極管應用手冊表22：電熱類比的元素。

160、類型阻值勢能量電容電性能(R=V/I)R=歐姆電阻（歐姆）V=電勢（伏特）I=電流（安培）C=電容（法拉）熱性能(Rth=K/W)Rth=熱阻(K/W)K=溫差（開爾文）W=功耗（瓦）Cth=熱容（熱質量）Foster和Cauer RC熱模型Foster模型是通過對Zth的半經驗曲線擬合推導出的，其結果是一個一維RC網絡（如圖86所示）。Foster模型中的R值和C值在物理器件上并無對應的幾何位置。因此，與其他建模技術不同，這些值不能根據器件材料常數來計算。最后，Foster RC模型無法進行分割或連接（例如連接了散熱器的RC網絡）。圖86 Foster RC熱模型。aaa-010334R1R

161、2RnC1C2CnFoster RC模型的優勢是熱阻抗Zth易于表達。例如，通過測量發熱或冷卻曲線并生成Zth曲線，應用以下公式則可生成擬合曲線（如圖87所示）：Zth(t)=ni=1Ri (1 e ti)where i=Ri Ci模型參數Ri和Ci為熱阻和熱容，它們用于創建圖86所描述的熱模型。通過應用最小二乘擬合算法，可以優化解析表達式中的參數，直到時間響應與瞬態系統響應相匹配。124熱性能考量4nexperia|設計工程師指南單個表達式“i”也與電容充電公式類似。圖87顯示了如何將各個Ri和Ci組合加起來，以形成Zth曲線。Foster模型沒有物理意義，因為物理現實中不存在節點到節點的熱

162、容。但是，可以通過數學轉換將Foster模型轉換為與之對應的Cauer模型?？梢詮膎級Foster模型導出n級Cauer模型，作為器件熱性能的等效表示。aaa-010335Zth時間Zth 曲線與合并的RC曲線疊加RC模型ZthRC曲線，代表RC元件圖87|Foster RC熱模型。各個Ri和Ci組合加起來以形成Zth曲線。如同在Foster模型中一樣，Cauer模型也包含一個RC網絡，但所有熱容均連接到熱接地端，即環境溫度（如圖88所示）。Cauer模型中的節點具有物理意義，并可獲取半導體結構內層的溫度。125熱性能考量4二極管應用手冊圖88 Cauer RC熱模型。aaa-031516R1

163、R2RnC1C2CnNexperia在產品信息頁面上為其許多產品提供Foster和Cauer RC模型。這些模型可以在“文檔”和“支持”選項卡下找到。Foster和Cauer RC熱模型使應用工程師能快速計算封裝對復雜功率曲線的瞬態響應。在下面的章節中，將介紹幾個使用RC熱模型的示例。Foster模型和Cauer模型是器件熱特性的等效表示，但在所描述的示例中，Cauer模型將用作更能代表器件物理結構的模型。表23：PMEG050T150EIPD Cauer模型Netlist*器件：PMEG050T150EIPD*Cauer類型的Rth(j-sp)熱RC網絡模型。*.subckt cauer 1

164、 6 7R1120.113734R2230.0998565R3340.229452R4450.346807R5560.0136469C1170.00317279C2270.00101058C3370.00491032C4470.00614301C5570.0274844.end cauer表23中的Netlist描述了Cauer網絡，可用于構建圖89中所示的Spice原理圖。Netlist中的引腳1可作為原理圖中的結溫引腳Tj。類似的，引腳6和7可作為原理圖中的Tamb引腳。為進行仿真，僅將器件的引腳6和7連接至環境電壓源，如圖89所示。使用Cauer模型的優勢之一是可以將外部網絡添加到器件模

165、型中，例如對PCB和散熱進行建模。為此，引腳7將連接到環境，引腳6連接到外部Cauer網絡的第一個引腳。為了獲得正確的結果，外部Cauer網絡的末端引腳必須連接到環境源。126熱性能考量4nexperia|設計工程師指南熱性能仿真示例RC熱模型由Zth升溫曲線生成。本示例說明了如何在SPICE仿真器中從RC模型回溯并繪制Zth曲線。當試圖從數據手冊中讀取Zth曲線的數值時，這會更方便。本示例及后續示例使用的是PMEG050T150EIPD的RC熱模型。Tsp表示焊點溫度?？蓪⑵湟暈榈葴?，在本示例中設置為0C。器件中的單次脈沖具有1W功耗。對于單次脈沖，脈沖之間的時間間隔為無窮大，因此占空比=0

166、。于是，結溫Tj代表瞬態熱阻抗Zth。Tj=Tsp+T=0C+T=TT=P Zth=1W Zth上述公式表明，當P=1W時，Zth的大小等于T。以下步驟用于設置并運行仿真：1.在SPICE中設置PMEG050T150EIPD的RC熱模型，如圖89所示 2.將電壓源Vsolderpoint的值設置為0，即Tsp的值 3.將電流源Ptot的值設置為1 4.創建一個仿真配置文件并將運行時間設置為100ms 5.運行仿真 6.繪制節點Tj處的電壓圖90中仿真結果顯示了結溫（Tj下的電壓），它也是PMEG050T150EIPD的熱阻抗。在SPICE內，可以使用光標在該曲線上移動以讀取不同時間的Zth值。

167、在本示例中，電流源的值設置為1A，以表示器件的功耗為1W?？梢暂p松更改該值，以表示任何功率值。仿真命令可以更改為任何持續時間，以表示一定范圍的功率脈沖方波。SPICE仿真還可用于研究應用于二極管的任何功率曲線的結溫。127熱性能考量4二極管應用手冊圖89|PMEG050T150EIPD Cauer模型在Spice中的設置。圖90（下）|向PMEG050T150EIPD施加1W功率時的模擬結溫與時間的關系。焊點溫度設置為0C。aaa-034615R10.113734R20.0998565R30.229452R40.346807R50.0136469C10.00317279C20.00101058

168、C30.00491032C40.00614301C50.0274844TambTambTambTambTambTambVsolderpoint0TjPtotI=1PMEG050T150EIPDaaa-034616仿真結溫(C)時間(ms)1102103101102102101101Cauer模型PMEG050T 150EIPDTSP=0C128熱性能考量4nexperia|設計工程師指南129二極管封裝5二極管應用手冊第5章二極管封裝130二極管封裝5nexperia|設計工程師指南Nexperia提供范圍廣泛的二極管封裝，從通孔封裝（一種標志著二十世紀五十年代開始大規模生產電子產品的技術）到

169、業內最現代的封裝。Nexperia二極管封裝產品組合的分類概覽如圖91所示。SOD123,SOD123F,SOD323,SOD323F,SOD523,SOT143B,SOT223,SOT23,SOT323,SOT353,SOT363,SOT457,SOT663,SOT666,SOT89CFP2-HP,CFP3-HP,CFP3,CFP5,CFP15BDFN1608D-2,DFN1006-2,DFN1006D-2,DFN1006BD-2,DFN2020-3,DFN2020D-3,DFN1010D-3,DFN1412D-3,DFN1110D-3,DFN1006-3,DFN1412-6DSN0603-

170、2,DSN1006-2,DSN1006U-2,DSN1608-2SOD80CSOD27,SOD68焊線夾片粘合封裝/CFP（夾片式FlatPower）DFN（分立式扁平無引腳）CSP（芯片級封裝）特殊外形軸向引線有引腳封裝無引腳封裝焊線封裝表面貼裝技術/器件(SMT/SMD)通孔技術圖91|Nexperia二極管封裝產品組合的分類概覽。在以下章節中，將介紹各封裝系列及各自在應用中的優勢。131二極管封裝5二極管應用手冊5.1 通孔封裝我們從二十世紀五十年代開始大規模生產電子產品，直到八十年代初期，通孔成為電路板貼裝的標準技術。但時至今日，通孔已被表面貼裝技術(SMT)廣泛取代，SMT為更高集成

171、度和小型化帶來了機會。通孔封裝被逐步淘汰的另一個原因是電子應用的工作頻率不斷增加，使得使用這些具有高寄生電感（由長引腳引起）的封裝變得不受歡迎。但是通孔封裝在某些情況下仍有優勢，例如 需要大型器件。電路板上的空間直接用于表面貼裝器件(SMD)，并且帶有長引腳的通孔元件可以放置在“二樓”。需要考慮非常強的機械應力和應變（例如連接器）。在功率MOSFET和IGBT等特殊應用領域。使用通孔技術可以非常經濟高效地實現非常簡單的電子應用。通孔元件常用的焊接技術是波峰焊。但也可以使用當今常見的回流焊線來貼裝這些產品。請參閱4.4了解不同焊接技術的說明。5.2 表面貼裝器件封裝八十年代開始大規模生產表面貼裝

172、器件，PCB上元件密度迅速增加，為經濟高效地生產更加復雜的電子應用開辟了道路。這是因為可在元件和電路板級別進行重要且頻繁的小型化步驟。對于PCB，這意味著印刷電路軌道線寬逐步縮減，使得線密度大幅增加，同時PCB中層數的穩步增加。此外，SMD產品的問世帶來了使用PCB雙面貼裝器件的方法。132二極管封裝5nexperia|設計工程師指南表面貼裝技術的發展始于上世紀六十年代。對于Nexperia而言，表面貼裝器件的時代始于1969年著名的SOT23封裝問世，該封裝至今仍是市場領跑者。5.2.1 焊線有引腳封裝Nexperia提供種類繁多的焊線有引腳封裝。這些封裝是滿足標準應用要求（即對功率、散熱、

173、寄生電感或電容沒有額外要求）的正確選擇。在這個封裝系列中，我們發現了分立半導體行業中最古老和最常見的SMD封裝，它們仍然代表著市場上銷售產品數量最多的封裝。該類別的所有封裝（參見圖92）均適用于波峰焊和回流焊。焊接過程的質量可以通過自動光學檢測(AOI)輕松監控。根據AEC-Q101，這些封裝符合汽車應用的要求。SOD1232.68 1.6 1.15 SOD123F2.6 1.6 1.1 SOD3231.7 1.25 0.95SOD323F1.7 1.25 0.7SOD5231.2 0.8 0.6SOT143B2.9 1.3 1SOT2236.5 3.5 1.65SOT232.9 1.3 1S

174、OT3232 1.25 0.95SOT3532.1 1.25 0.95SOT3632.1 1.25 0.95SOT4572.9 1.5 1SOT663 1.6 1.2 0.55SOT666 1.6 1.2 0.55SOT894.5 2.5 1.5圖92|Nexperia二極管有引腳封裝的外形和尺寸（以毫米為單位）表。133二極管封裝5二極管應用手冊5.2.2 夾片式FlatPower(CFP)封裝CFP封裝專為滿足更高的功率要求而設計。這些封裝中使用的夾片粘合可降低產品的導通電阻，因為它們比單線粘合的接觸面積更大。并且因為沒有焊線而降低了寄生電感。此外，夾片粘合封裝的架構顯著改善了散熱性能，因

175、而成為電源應用的首選。Nexperia二極管的CFP封裝（參見圖93）均符合AEC-Q101汽車應用要求，適用于波峰焊和回流焊。由于對功率（溫度）和散熱的要求較高，如今（2021年）的夾片粘合封裝仍然使用高鉛含量的焊料進行內部封裝焊接。這些焊料具有獨特的特性，例如高熔點和高導熱性，可確保這些封裝的性能和可靠性。為響應環保倡議，Nexperia和其他半導體制造商正在研究可能的無鉛解決方案來替代這些焊料。CFP2-HP 2.2 1.3 0.68CFP3-HP 2.6 1.6 1.1 CFP32.6 1.7 1CFP53.8 2.6 1CFP15B5.8 4.3 0.95圖93|Nexperia二極

176、管CFP封裝的外形和尺寸（以毫米為單位）表。134二極管封裝5nexperia|設計工程師指南5.3 無引腳封裝5.3.1 基于引腳框架的雙側扁平無引腳封裝(DFN)DFN封裝是小型化的下一個重要步驟。由于焊線更短并且沒有引腳，寄生電感和電容方面的性能也進一步提高。它們還提供一個接觸焊盤（甚至是一個大的裸片焊盤）以實現從硅到PCB的直接熱傳遞，從而提高熱性能。DFN封裝的管腳尺寸還簡化了PCB走線。我們在越來越多的Nexperia DFN封裝產品組合中提供具有可焊性側面的替代焊盤架構。這些焊盤并未完全端接在產品的底部，而是在器件側壁上提供了一個可焊接區域。這意味著在成功回流焊后，在器件焊盤的側

177、壁處可以看到一個焊接彎月面。使用AOI設備可以輕松觀察到該彎月面，因此，這些封裝成為需要極高可靠性的應用的首選。Nexperia二極管DFN封裝（參見圖94）均符合AEC-Q101汽車應用要求，適用于回流焊。DFN1006-2 1 0.6 0.5DFN1006-3 1 0.6 0.48DFN1006BD-21 0.6 0.48DFN1006D-21 0.6 0.4DFN1010D-31.1 1 0.37DFN1110D-31.1 1 0.48DFN1412-61.4 1.2 0.47DFN1412D-31.4 1.2 0.47DFN1608D1.6 0.8 0.37DFN2020-32 2 0

178、.65DFN2020D-32 2 0.65圖94|Nexperia二極管DFN封裝的外形和尺寸（以毫米為單位）表。135二極管封裝5二極管應用手冊5.3.2 芯片級封裝(CSP)Nexperia的芯片級封裝有助于在盡可能小的PCB面積上實現電氣功能。產品的長度和高度尺寸是硅芯片本身的尺寸，因為該產品基本上是一個裸芯片，下面有電鍍接觸焊盤，可實現與PCB的焊接接觸。除了管腳尺寸最小化外，該架構還提供最低的寄生電感和電容值。Nexperia將這種封裝架構稱為DSN（分立式硅無引腳）。與塑料封裝相比，DSN封裝回流焊需要更小的焊盤和更少的焊膏來應用于PCB。請留意上有關DSN回流焊和管腳尺寸建議的封

179、裝相關應用筆記。與裸硅DSN封裝密切相關的是Nexperia提供的包覆成型衍生產品。這些封裝完全封裝在一層薄薄的塑封材料中，在Nexperia封裝目錄中列為DFN封裝（見圖95）。但由于采用超薄包覆成型，這些封裝也是真正的芯片級封裝，因為最終產品與封裝硅芯片之間的面積比僅略低于1。所有芯片級封裝只能使用回流焊貼裝。DSN0603-2 0.6 0.3 0.3DSN1006-21 0.6 0.27DSN1006U-2 1 0.6 0.27DSN1608-2 1.6 0.8 0.29圖95|Nexperia二極管CSP封裝的迷你草圖和尺寸（以毫米為單位）表。136二極管封裝5nexperia|設計工

180、程師指南5.4 焊接技術5.4.1 波峰焊波峰焊是將器件批量焊接到PCB上的最古老的方法。引入波峰焊時，電路板仍是單面的，并且器件使用通孔技術(THT)封裝。這些封裝的引腳或引線穿過PCB上的電鍍孔，并波峰焊在PCB的底面。之后演變為雙面PCB，電路板的兩面都有電路。提供的這項技術使SMD封裝能夠放置在PCB的焊點上，并用膠合劑固定在封裝主體下方。然后使用波峰焊工藝對這些SMD封裝和通孔封裝進行助焊和焊接。隨著PCB的小型化和封裝技術的進步，波峰焊逐漸被新的焊接技術所取代，即回流焊。如果仍然需要波峰焊或波峰焊能夠發揮其優勢（例如，連接器或大電容器的機械原因），現在已經開發出選擇性波峰焊技術，允

181、許在只有幾平方毫米的非常小的區域上應用波峰焊。5.4.2 回流焊隨著不斷的小型化發展、對IC的引腳數越來越多的需求以及隨之而來的新封裝架構（例如QFN、BGA、芯片級封裝等）的問世，波峰焊技術被回流焊所取代。如今，回流焊成為在PCB上大量焊接器件的最常見方法。事實上，現代封裝架構使用封裝主體下方的區域進行焊接接觸，這意味著波峰焊不再是一種選擇。此外，觸點之間的間距尺寸變得越來越小，因此而只能使用回流焊。焊膏通過掩模（鋼網）印刷到PCB中。對于非常高級的要求或原型制作，還有一些工具可用于直接焊膏印刷（分液器），類似于噴墨打印機。焊膏是助焊劑和焊錫粉的懸浮液?；亓骱?，它在PCB焊盤和器件焊盤之間形

182、成焊點，并在回流前將貼片后的器件固定在PCB上。需要時，可以在器件下方的PCB上涂一點膠合劑以鞏固粘合。焊膏的分類（由焊錫粉的粘度和粒徑等參數決定）需要適合PCB和鋼網特性（最小焊盤/孔尺寸、鋼網厚度等）。137二極管封裝5二極管應用手冊在焊膏印刷和器件放置后，PCB（器件粘在焊膏中）以規定的速度通過回流焊爐的加熱區。這些規定條件的結果是每個獨立器件經歷的溫度隨時間變化的曲線。成功的回流焊工藝的溫度曲線需要滿足特定標準：加熱和冷卻步驟的速率限制 高于液線溫度的時間限制溫度曲線取決于許多參數，包括PCB層數、PCB上的銅密度、器件尺寸及其熱質量等等。毫無疑問，整個電路板的溫度曲線不會完全相同，會

183、存在局部差異。因此，重點是必須針對每個單獨的PCB布局優化回流焊工藝。半導體制造商只能指定單個IC或分立器件的溫度分布范圍?；亓骱腹に噾呻娐钒逯圃焐特撠煻x。138二極管封裝5nexperia|設計工程師指南139可靠性6二極管應用手冊第6章可靠性140可靠性6nexperia|設計工程師指南在Nexperia，我們遵循“ZERO質量”政策：Z 零(ZERO)客戶事故是我們的目標E 保證質量，人人有責(EVERYONE)R 公認(RECOGNIZED)的質量領導地位O 追求(OBSESSION)始終如一的品質 為了實現我們的目標，可靠性測試是我們產品鑒定和生產監控過程中的主要考量因素之一?？?/p>

184、靠性測試可以保證產品在電子應用的指定生命周期內按照其規格運行。器件在現場可能會因為一些一般原因而失效：器件（硅或封裝）的基本損耗機制 器件參數漂移 潛在的制造缺陷 制造工藝偏差可靠性鑒定只能解決其中一部分現場失效原因。由于可靠性鑒定是一次性事件，因此通常不會解決制造工藝偏差或“邊際批次”（邊際批次是仍在規格范圍內的異常批次）等問題?？煽啃澡b定主要側重于：檢測基本損耗機制 結合參數漂移檢測設計邊際 確定由潛在制造缺陷引起的失效率141可靠性6二極管應用手冊6.1 失效概率圖96顯示了三種不同類型的失效率。早期失效率(EFR)、內在失效率(IFR)和損耗期。產品可靠性評估的兩個重要時期是早期失效率

185、(EFR)和內在失效率(IFR)。EFR是惡化失效率。失效原因是一些劣質產品存在肉眼可見的缺陷。失效率曲線(IFR)的“平穩期”由隨機失效構成，其失效率相對恒定。這是在大量成熟器件中觀測到的特性，通常被稱為產品的“使用壽命”。對于相當成熟的半導體技術，損耗通常不會成為問題。aaa-034629時間0IFR（內在失效率）低且恒定失效率下的隨機失效使用壽命EFR損耗期失效率圖96：隨時間變化的典型失效率圖，通常稱為“浴缸曲線”。142可靠性6nexperia|設計工程師指南6.2 可靠性測試和失效模式模式為了在正式發布到生產之前檢查產品可靠性，需要進行多項測試，重點關注產品不同部分（裸片、封裝和互

186、連）的計算加速老化。加速原因通常包括高溫或高壓。我們可以將這些測試分為不同的部分：制造 運行 熱機械 待機/存儲可靠性測試 制造和設計表24：用于調查由制造和設計引起的失效模式的可靠性測試。測試 解釋條件預處理在回流焊之前模擬溫度+濕度（定義濕度敏感度等級(MSL)）125C烘烤24小時，H3TRB 168小時，3次回流焊可焊性測試適當的引線表面處理（錫）以確保高速焊接在無鉛焊錫槽中浸泡5秒，器件可通過8小時蒸汽或16小時干烤提前老化焊接熱度耐受性測試波峰焊期間的浸泡耐受力浸入無鉛焊錫槽30秒潛在的失效模式：圖97|潛在的失效模式可能是由制造引起的：楔塊破損（左）、封裝裂紋。143可靠性6二極

187、管應用手冊可靠性測試-運行表25：用于調查運行期間引起的失效模式的可靠性測試。測試解釋條件HTRB高溫反向偏壓加速：Peck模型、溫度、偏壓烤箱150C 1000h 最大反向偏壓HTOL高溫工作壽命加速：Peck模型、溫度、偏壓烤箱150C 1000h 最大正向偏壓潛在的失效模式：圖98|器件運行期間的潛在失效模式：晶體缺陷（左）、不完整的溝道（中）和由于金屬間腐蝕引起的焊線翹起?？煽啃詼y試-熱機械表26：用于調查由熱機械應力引起的失效模式的可靠性測試。測試 解釋 條件TC溫度周期變化加速：Coffin-Manson，dT雙氣候室 最高65C、+150C 器件每20分鐘交換一次，1000周期I

188、OL間歇運行壽命加速：Coffin-Manson，dT電氣試驗臺，器件每2分鐘導通/關斷一次，溫度波動：100C（由于t_on期間的Ptot）；15kcycTS溫度驟變類似TC，但有液池雙氣候室 最高65C、+150C144可靠性6nexperia|設計工程師指南潛在的失效模式：圖99|熱機械應力引起的潛在失效模式：金屬間腐蝕、焊線引起的硅裂紋、鍵合線裂紋、鈍化層裂紋、斷線、焊線翹起?？煽啃詼y試 待機/存儲表27：用于調查因暴露于惡劣環境而導致的失效模式的可靠性測試。測試 解釋 條件H3TRB高濕/高溫反向偏壓加速：Peck模型、溫度、相對濕度、偏壓氣候室，1000h，85C，85%相對濕度，

189、偏壓80%額定擊穿電壓AC高壓鍋加速：Peck模型、溫度、相對濕度加壓蒸汽室96h，121C，100%相對濕度，1barUHAST高加速應力測試加速：Peck模型、溫度、相對濕度、無偏壓加壓蒸汽室96h，130C，85%相對濕度，1.5barHAST高加速應力測試加速：Peck模型、溫度、相對濕度、偏壓加壓蒸汽室96h，130C，85%系相對濕度，1.5bar，80%額定電壓下偏壓145可靠性6二極管應用手冊潛在的失效模式：圖100|暴露于潮濕和惡劣環境導致的潛在失效模式：腐蝕（上圖）、焊線翹起、水分滲入封裝。在鑒定過程中，Nexperia并不會運行上述列出的所有測試，因為其中一些測試的應力水

190、平更高或測試時間更長，可以覆蓋其他測試。Nexperia在制定鑒定策略以及為新產品系列選擇測試時，還會考慮結構相似性方法，以便對新產品系列中的特定產品（例如，采用相同晶圓工藝的某系列中最小和最大的芯片）進行可靠性測試。對于可靠性測試，我們遵循Nexperia的可靠性鑒定規范以及針對不同測試的相關JEDEC標準。146可靠性6nexperia|設計工程師指南6.3 車規級鑒定除了我們龐大的消費級/工業級合格產品組合外，Nexperia還發布了大部分通過官方汽車認證準則AEC-Q101認證的器件。消費/工業和汽車產品的可靠性測試的區別在于測試持續時間（例如，500次循環與1000次循環TC），從而

191、保證更長的產品壽命。6.4 任務條件配置產品的預期應用領域用任務條件配置(MP)來描述，MP匯總了產品在其整個生命周期中將暴露的相關環境和功能負載。Nexperia使用以下通用任務條件配置：汽車分立器件，符合AEC-Q101 汽車，1級IC，根據AEC-Q100 非汽車，基于Legacy NXP的Home Mission Profile和JESD47 非汽車，基于Industrial Mission Profile Legacy NXP和JESD47 非汽車，基于Infrastructure Mission Profile Legacy NXP和JESD47如果客戶任務條件配置與通用任務條件配

192、置存在偏差，Nexperia很樂意與客戶密切合作，計算并調整測試條件和持續時間以滿足客戶的期望。147可靠性6二極管應用手冊6.5 Nexperia的高穩健性規格Nexperia的目標是生產高質量產品。因此，我們相應地定義了我們的高穩健性規范。本文檔描述了作為“高穩健性產品”發布的產品的資格要求，這些產品用于極端的汽車客戶應用，例如發動機控制單元或變速箱。在AEC-Q101基礎之上，我們還增加了一些非常嚴苛的測試：2x AEC-Q101：根據AEC-Q101或AEC-Q100（以適用者為準）的所有可靠性測試的測試時間必須延長至2倍。零分層：根據MSL 1進行預處理后，產品不得出現塑封材料與器件

193、的任何其他元件（例如，引腳框架、夾片、焊線、芯片）分層的任何跡象。PCB彎曲測試：根據IEC-60068-2-21，產品必須能承受至少1.0mm的PCB彎曲。此外，必須確定器件發生電氣失效之前的最大可能彎曲變形。振動測試：必須通過依據IEC60068-2,64使用指定條件進行的振動測試。跌落測試：必須使用以下條件進行跌落測試：脈沖寬度（在10%的振幅下測量）：0.5ms+/-30%，Cpk1.33，加速峰值1500g+/-20%，Cpk1.33（見圖）。在整個測試過程中對樣品進行電氣監控。要測試的樣本數量為每個（引腳）類型135個，分布在9個測試板上。功率熱循環：PTC測試是TC和IOL的組合

194、，PTC測試會使PCB和產品之間的互連產生高應力。需要2600個PTC測試周期。TCT條件：40C至105C，90分鐘/周期 IOL條件：需要7個通電元件循環（5分鐘導通，5分鐘關閉），PCB上元件的焊點和連接到PCB的鋁基板之間的溫升為30K2K。148可靠性6nexperia|設計工程師指南aaa-034630PTC循環時間90分鐘T:30K溫度(C)測試時間（分鐘）0160120408030701011015050元件焊點氣候室散熱器參考圖101|功率溫度循環。功率溫度循環是一項非常具體的測試，結合了TC和IOL，該測試會使PCB和產品之間的互連（焊點）產生高應力。如對Nexperia的

195、鑒定策略有任何疑問，請隨時與我們聯系。149二極管應用和用例7二極管應用手冊第7章二極管應用和用例150二極管應用和用例7nexperia|設計工程師指南7.1 極性保護二極管更換電池后，或在維護期間，電池引線可能會重新連接到相反的極性。電池極性錯誤可能會導致車輛電子單元出現致命錯誤。因此，需要采取措施來保護敏感電子系統免受電池反接的影響。在供電線路中使用串聯二極管是實現電池反接保護電路最簡單且最具成本效益的方法，如圖102所示。圖102|通過在供電線路中串聯一個二極管來實現電池反接保護。aaa-034631負載Vbat+Vbat穩態傳導損耗Ploss的計算很簡單，只需知道給定溫度下二極管的正

196、向壓降Vf和負載電流Iload即可：Ploss=Iload Vf(T)從這個等式可以明顯看出，用于反向極性保護的二極管僅適用于相對較小的負載電流，否則功耗會增加太多，從而對系統效率產生不利影響。因此，在實踐中，反向極性保護電路中的二極管負載電流最高約23A。在給定封裝中，除了二極管必須能夠耗散的功率之外，還必須考慮其他方面。具體見下文所述。151二極管應用和用例7二極管應用手冊拋負載拋負載描述的是，交流發電機正在為電池充電時與電池的連接突然斷開而其他負載保持連接的條件。ISO 16750-2和ISO 7637-2（圖103）規定了12V和24V系統的汽車拋負載瞬變。根據這些標準，浪涌瞬態可持續

197、長達400ms。通常，反接保護二極管前面有一個TVS二極管，它可以鉗位瞬態電壓電平。然而，電壓瞬態會導致流經交流發電機的內部電阻和二極管的動態電阻的電流達到高峰值。因此需要選擇具有高浪涌電流能力的二極管用于電池反接保護。請記住，二極管的浪涌電流能力是通過IFSM參數指定的，該參數通常針對脈沖寬度在8ms范圍內的矩形和正弦脈沖形式定義，而拋負載電流峰值可持續長達400ms，遠遠大于8ms。選擇反向極性保護二極管時必須考慮具體情況，需考慮脈沖持續時間、所選TVS二極管和交流發電機的內部電阻。但是，通常建議在夾片粘合封裝中使用二極管，例如Nexperia的夾片粘合Flatpower(CFP)封裝系列

198、，因為此類產品使用實心銅夾片，浪涌電流能力高得多。aaa-031620t0.9(US-UA)+UAUS0.1(US-UA)+UAtdtrUA0U板網Us(V)Ri()id(ms)tr(ms)12V65至870.5至440至40010+0/-524V123至1741至8100至350 10+0/-5152二極管應用和用例7nexperia|設計工程師指南aaa-031619t0.9(US-UA)+UAUSUS*0.1(US-UA)+UAtdtrUA0U板網Us(V)Us*(V)Ria()td(ms)T3(ms)12V79至101350.5至440至4005至1024V151至202未指定1至81

199、00至350 5至10圖103|用于表征拋負載瞬態的測試脈沖。左：未抑制的瞬態；右：抑制的瞬態。153二極管應用和用例7二極管應用手冊電池與感性負載斷開ISO 7637-2還描述了當電感負載與其他負載并聯時電池連接中斷會發生的情況。感性負載會在負載兩端產生負電壓。圖104所示的測試脈沖對此條件進行測試。如表中所示，對于12V板網，施加到二極管陽極的反向峰值電壓可高達100V。二極管的設計必須使脈沖時標上的反向功耗不超過二極管的規定雪崩能量。另一個需要考慮的重點是二極管的漏電流。尤其是在高環境溫度下，二極管會攜帶漏電流，這會使敏感負載產生應力。因此，一些設計人員使用恢復整流二極管代替肖特基二極管

200、來控制漏電流。然而，由于存在pn結，恢復整流二極管具有高正向壓降，會影響反向極性電路的效率。這就是SiGe二極管有用的地方。這種新的混合技術結合了肖特基二極管的優點和恢復整流二極管的低漏電流。詳情請參閱第1章。aaa-0315930.1 US0.9 USUAUS0t2t3trtdt1tV板網Ua (V)Us (V)Ri ()td(ms)tr (s)t1 (s)t2(ms)t3(us)12V13.5 0.575至1501020.5至1 0.5200 0.5200 100圖104|用于表征因電池與感性負載斷開而引起的瞬態的測試脈沖。154二極管應用和用例7nexperia|設計工程師指南7.2 齊

201、納二極管應用齊納二極管通常用于產生穩定電壓。在圖105中，齊納二極管ZD1通過串聯電阻連接到電壓源。負載電阻RLOAD與齊納二極管并聯。該負載也可以是需要穩定電源電壓的復雜電子電路。aaa-033932R1ZD1RLOADVOUTVin圖105|使用齊納二極管的穩壓器。串聯電阻器R1的值必須使殘余電流流過齊納二極管，并且能經受可能出現的最高負載電流。通過齊納二極管的最小電流應確保二極管在反向傳導的陡峭區域工作。數據手冊中用于測量VZ的電流是一個很好的指導值，這意味著對于高達17V的VZ值約為5mA，對于具有高齊納電壓的齊納二極管約為2mA。R1=VIN VZIZ(min)+ILOAD(max)

202、R1中消耗的功率為：PR1=(VIN VZ)2R1如果沒有連接負載，齊納二極管的功耗最大。在這種情況下，所有通過R1的電流都會流經二極管：PZD1=VZ IZ=VZ VIN VZR1155二極管應用和用例7二極管應用手冊圖105所示的基本穩壓器電路用于低功率要求。而對于功率要求較高的負載電路則效率較低，因為當負載關斷時流過R1的全電流會使齊納二極管升溫，或者負載電流消耗在使用過程中下降會產生大量熱量。圖106中的電路顯著改善了這一點。齊納二極管ZD1通過R1擊穿驅動。雙極晶體管Q1的基極連接到ZD1兩端的穩定電壓。RLOAD下的輸出電壓根據以下公式確定：VOUT=VZ VBE。如果假定基極電流

203、只是通過R1的電流的一小部分，則齊納二極管的功耗幾乎與負載電流無關。對于大約5V的輸出電壓，該電路具有相當好的熱穩定性，因為約2.0mV/K的齊納電壓的熱系數會通過具有非常相似系數的VBE的降低得到補償。aaa-033933R1ZD1RLOADVOUTVinQ1aaa-033934R1ZD1R2Q1S1VOUTVin圖106|帶雙極晶體管和齊納二極管基準電壓源的穩壓器。圖107|帶有P溝道FET和齊納二極管（用于柵極電壓鉗位）的負載開關。齊納二極管的另一個重要應用是鉗位不需要的過壓。圖107描繪了一個簡單的負載開關。MOSFET的柵極氧化層對過壓很敏感。FET的內部ESD二極管不應在應用中用于

204、鉗位，因為在這種情況下，柵極-源極電壓VGS高于數據手冊中的限值。ESD二極管的擊穿電壓高于指定的VGS額定值。在應用示例中，P溝道FET開關負載電流。一旦柵極相對于源極具有負電壓，FET就會導通。如果開關S1導通，與ZD1并聯的R2和R1的分壓器將柵極電壓定義為高于VGS(th)。ZD1將柵極電壓限制在FET的VGS額定值范圍內，并留有一定的安全裕量。柵極電壓可以通過一個沒有齊納二極管的電阻分壓器來調節。然而，在這種情況下，如果VIN發生過壓事件，則電路不安全。156二極管應用和用例7nexperia|設計工程師指南一旦負載開關關斷，電阻器R1必須用于柵極放電。S1通常使用N溝道控制FET或

205、BJT來實現。圖108是另一種保護MOSFET的解決方案。FET Q1正在開關感性負載。電感沒有續流二極管。開關關斷后，電流繼續流動。L1產生的電壓高到足以擊穿FET的漏極-源極通路。然而，通過在FET的漏極和柵極之間應用齊納二極管，FET可以再次導通并保持在VDS額定值以下。FET在短時間內以線性模式運行，電感器中存儲的能量會在相對較短的時間內耗散在FET中。相較于與L1并聯的簡單續流二極管，漏極-源極通路上電壓損耗更高，會導致更高的功率，電感器中存儲的能量更快衰減。齊納二極管可用于電壓電平必須被鉗位或保持在限值以下的所有類型的應用。圖109顯示了交流電源的電平限制器。對于正弦波電源，最大值

206、和最小值保持對稱，并限制為VZ+VF。aaa-033935R1ZD1R2+VQ1L1D1圖108|使用齊納二極管保護感性負載的開關。aaa-033936R1ZD1ACZD2VOUT圖109|齊納二極管對交流電壓電平限幅的示例。157二極管應用和用例7二極管應用手冊圖110是一個1kHz正弦波電壓源通過一個220歐姆電阻提供給兩個VZ為5.6V的齊納二極管的SPICE仿真結果。兩個齊納二極管串聯連接，陽極相連（如圖109所示）?？梢钥闯?，限幅電平比VZ高約0.6V，符合預期。使用類似的方法，齊納二極管通常用于信號線的ESD和浪涌脈沖保護。通過電壓限幅功能，它們可以防止可能危及和損壞電子電路的過高

207、電壓。aaa-033938VOUT時間(ms)0246135024688642圖110|使用BZT52H-B5V6的1 kHz正弦波對稱限幅。齊納二極管通常用作基準電壓源。在圖109的示例中，運算放大器用作非反相緩沖器，以提供由齊納二極管ZD1創建的基準電壓源，作為連接電子負載的低阻抗輸出電壓。與圖105中所示的電路相比，可以選擇較小的通過齊納二極管的電流。為了在低齊納電流下實現較小的VZ分布來支持此類應用，提供了專用的低電流齊納二極管系列。這些器件的額定電流為50A，而不是用于標準齊納二極管的5mA額定電流。如果標準齊納二極管用于低電流應用，則應預先測試器件，以便鉗位按預期工作。158二極管

208、應用和用例7nexperia|設計工程師指南圖111 以運算放大器作為緩沖器將齊納二極管用作基準電壓源。aaa-033937R1ZD1VOUT+VR2R3IC1 無論選擇哪家供應商，在某些特殊的齊納電壓下，都可能會延遲觀察到雪崩效應。因此，對于非常小的電流IZ，可能會出現如圖112所示的噪聲。如果齊納二極管晶體摻雜了金或鉑，這些雜質可以為低偏置電流下的雪崩擊穿提供必要的載流子。這確保了雪崩擊穿安全準確地發生，即使在雪崩電流很低的情況下也是如此。要通過實驗檢查齊納二極管在低電流下可靠運行，可以將高阻抗（例如1M）與齊納二極管串聯。電流源產生的低電流被推動通過二極管，同時使用示波器測試VZ。圖11

209、2顯示了此類不良特性的示例。aaa-033939圖112|通過1MW阻抗對75V VZ齊納二極管施加IZ=30A，顯示出不穩定的雪崩事件。159二極管應用和用例7二極管應用手冊7.3 ORing應用aaa-03463212V電池系統負載備用電池圖113|具有兩個電源的系統圖，通過電源冗余提高安全性。主電源和備用電池通過兩個ORing二極管相互隔離。在必須滿足高安全性要求的系統中，其電源架構必須具有冗余性。汽車中的緊急呼叫系統就是一個典型示例。在這種情況下，至少有兩個電源連接到負載。一個主電源和一個備用電池，如圖113所示。二極管用于將兩個電源相互隔離。與反向極性保護的情況非常相似，二極管是電源

210、冗余應用簡單且經濟高效的解決方案。但是，由于二極管中的功耗相對較高，因此二極管僅適用于小電流應用。為了保持低損耗，肖特基二極管通常是首選方案，因為與具有pn結的二極管相比，它們具有更小的正向壓降。另一個要求是低反向漏電流，即使在高環境溫度下也是如此。這一要求的原因是因為兩個電源不一定具有相同的電壓電平，這意味著一個二極管將反向偏置。二極管的漏電流隨后會饋入備用電池，這可能會對電池造成損壞。此時，二極管的IR/VF權衡再次發揮作用。Nexperia提供全系列肖特基二極管，采用不同封裝，具有低反向漏電流。如果在高環境溫度下需要非常低的反向漏電流，這里也可以使用SiGe二極管，因為盡管它們的反向漏電

211、流極低，但同時表現出相對較低的正向壓降。160二極管應用和用例7nexperia|設計工程師指南7.4 開關二極管幾乎每個電子應用中都有開關二極管。在本節中，將討論一些可以在許多應用中找到的示例。如圖114所示，開關二極管可用于實現簡單、低速邏輯功能的極低成本解決方案?？刂菩盘朣1和S2通過兩個二極管連接到電阻器R1。當至少一個信號的正電壓電平顯著高于VF時，電流將流過R1。如果我們將簡單電路視為邏輯功能，則會創建一個或門。如果一個輸入信號（S1和/或S2）獲得正輸入電壓，則R1上存在正電壓。通過添加更多的二極管，可以很輕松地擴展電路以連接更多的控制信號。二極管將輸入信號彼此解耦。如果一個信號

212、顯示邏輯高狀態，則不會有電流流回具有邏輯低狀態的其他信號。如果此電路連接到BJT或FET等開關級，則可以控制多種類型的執行器和負載。它們可以在與輸入信號S1和S2不同的電壓下工作。圖115描述了這種情況。Q1負責開關負載電阻Rload。如果選擇合適的FET，則可以不受限制地選擇負載電源電壓。漏極引腳的電壓可以看作是R1電壓的反信號。由二極管創建的或門后面即為反向器，因此構建了一個或非門。aaa-034634S1D1D2R1SOUTQ1DCRLOADS2aaa-034633S1D1D2R1S2圖114|用于邏輯或功能的二極管。圖115|增加了FET開關，擴展了二極管的或功能。161二極管應用和用

213、例7二極管應用手冊如果開關二極管連接與圖114相反，即如圖116所示在節點Sout處具有公共陽極，則至少一個輸入具有接地電平時，R1處的電壓為VF。如果所有輸入都提供邏輯高狀態，則信號Sout的電壓也將提供邏輯高狀態。所討論的電路提供與功能。同樣，可以通過添加更多二極管來擴展該電路以獲得更多輸入。添加一個閾值電壓高于VF的FET可提供開關各種負載的選項，如果該方法用作與非功能，則漏極信號具有清晰的低電平。圖117中的信號Sout然后可以用作進一步電路設計的適當控制信號。如果多個控制信號必須同時存在正電壓，則通常使用與功能?？赡苡卸鄠€開關保護系統的正常狀態，例如，所有門都關閉，并且一些電源電壓可

214、能是強制性的，以實現進一步的操作。aaa-034635S1D1D2SOUTDCR1S2圖116|二極管與功能。aaa-034636S1D1D2R1SOUTQ1DCRLOADS2圖117|添加FET開關的二極管與功能。162二極管應用和用例7nexperia|設計工程師指南開關二極管通常用于軌對軌方法中的電壓鉗位。圖118描述了這個解決方案。如果針對接地電平的負電壓浪涌脈沖進入系統，則低邊二極管導通并將信號S1的電壓鉗位至VF。對于正浪涌事件，一旦電壓超過VCC+VF，上方的二極管就開始導通。通常，大電容連接到電源線路上，在該示例中稱為VCC，并且線路的阻抗通常很低，連接了很多負載。因此，電壓V

215、CC不會因為能量不高的ESD沖擊而增加太多。如果預計會出現更高能量的脈沖和持續時間較長的過壓脈沖，則可以在電源的反方向添加一個齊納或TVS二極管。在圖118中，TVS二極管顯示為虛線連接，過壓限制為VBR+VF。VBR是齊納二極管的擊穿電壓，VF是圖118中上方開關二極管的正向壓降。圖118|開關二極管用作輸入保護。aaa-034637VCCS1以儲能電容器和作為開關元件的二極管創建的電荷泵是開關二極管的另一個應用示例。在使用運算放大器的應用中，通常需要負電源電壓以便將接地電平用作放大器的參考，而不是單電源設計中的電阻分壓器。圖119顯示了電壓逆變器。振蕩器在GND電平和電壓V1之間切換。如果

216、振蕩器輸出正電壓V1，C1通過D1充電至V1-VF。一旦電壓源切換到GND，充電電容器的正極就會接地。通過這個開關事件，現在在電容器的負極處存在對地的負電壓。二極管D1反向偏置且不導通。但D2正向偏置，因此C2充電，產生對GND負電壓。在下一個振蕩器周期，D2阻止C2放電，C1通過D1充電。VOUT等于振蕩器的反向正電壓減去兩個二極管的正向電壓損耗，因此VOUT=V1 2 VF。163二極管應用和用例7二極管應用手冊電容器的電容值必須足夠高，以在VOUT上實現最大紋波電壓目標。這些值取決于開關頻率和最大負載電流。圖119 采用電荷泵方法的電壓逆變器。aaa-034638Osc.C2C1D1VO

217、UTD1圖120描繪了一個可以使電源電壓翻倍的電荷泵電路。電路中有直流電源V1，并假設振蕩器在接地電平和正電壓V1之間切換。如果振蕩器輸出接地電平，C1充電到V1-VF。C2也充電到V1 2 VF。振蕩器切換到輸出電壓V1后，充電后的C1負極將向上移動V1，因此電荷可以從C1流入C2，從而增加輸出電壓。對于VOUT有以下等式：VOUT=2 V1 4 VF。倍壓電路可以通過增加級進行擴展，如果忽略二極管的正向電壓損耗，輸入電壓就可以增加N倍。圖120 采用電荷泵方法的倍壓電路。aaa-034639Osc.C2V1C1D2D1VOUT164二極管應用和用例7nexperia|設計工程師指南圖121

218、顯示了一個簡單的電壓峰值檢測器。其中有一個由二極管D1整流的交流電源。C2充電至輸入信號的正電壓峰值減去VF。該電路用作電壓峰值檢測器。通過放電電阻R1，C2再次放電，并且不會一直保持在曾經施加的最高電壓。利用RC時間常數=R1 C1，可以實現C1的放電。選擇一個明顯高于輸入信號中單個振蕩持續時間Tin的時間常數，構建AM解調器。輸入信號的幅度必須明顯大于開關二極管的VF。對于AM解調，載波信號不應低于或接近VF。圖121|電壓峰值檢測器，AM解調器。aaa-034640R1D1C1ACVOUT圖121所示的簡單電路存在一個缺點，可以通過圖122所示的更復雜的方法解決。運算放大器的正輸入連接到

219、交流電源。輸出連接到一個二極管，并從陰極側直接耦合回負輸入。然后C1充電至恰好為輸入信號的正電壓峰值。負極性輸入電壓允許運算放大器限幅在最大負輸出電壓。二極管阻斷該電壓，因此C1上的電壓不受限制。aaa-034641D1交流輸入R1C1VOUT圖122|精密電壓峰值檢測器。165二極管應用和用例7二極管應用手冊7.5 自舉二極管開關二極管的另一個典型應用是自舉電路，這是為半橋電路中的高邊柵極驅動器供電的常用方法。如圖123所示的自舉電路包括用于電壓阻斷的自舉二極管Dboot、限流電阻Rboot和用于儲能的電容Cboot。它是低壓和高壓應用的隔離電源的低成本替代方案。雖然一些用于半橋應用的集成電

220、路已經包含一個集成二極管，但分立元件解決方案幾乎可用于任何半橋設計，從而賦予電路設計人員最大程度的自由度。aaa-034642+VDC+VauxGNDDbootCbootRbootT1T2VSW柵極驅動柵極驅動充電通路放電通路圖123|為高邊柵極驅動供電的半橋自舉電路。166二極管應用和用例7nexperia|設計工程師指南如圖123所示，有兩種主要狀態。當低邊(LS)晶體管T2導通時，半橋的開關節點被拉近地電位(GND)，Cboot通過Rboot和Dboot由輔助電源電壓Vaux充電。一旦低邊FET關斷并且高邊(HS)FET T1導通，Vsw就會被拉至HV電源電壓VDC并且自舉二極管將開始阻

221、斷。在此狀態下，高邊柵極電路與電源軌分離，僅由自舉電容器供電。盡管自舉電路僅包含三個元件，但仔細選擇每個元件對于整個半橋的良好性能非常重要。以下部分旨在概述典型設計中，選擇自舉二極管時的考量因素。截止電壓自舉二極管必須針對與半橋FET相同的截止電壓進行設計。它必須能夠截止靜態HV電源電壓VDC加上半橋電路運行期間的任何額外關斷過沖。動態與靜態性能必須仔細考慮動態開關和靜態導通特性，并且在選擇自舉二極管時通常需要權衡取舍。在開關頻率高達幾十kHz的較低頻率設計中，快速現代二極管的動態特性通常足夠滿足需求，可以選擇具有低VF和低漏電流的器件。然而，對于高頻、快速開關應用，必須選擇具有低結電容Cj和

222、最佳反向恢復特性（最小trr和Qrr）的小型二極管。二極管上存儲的電荷將在每個開關周期內導通和關斷，并可能導致Rboot在高頻時出現相當大的損耗。在超高頻設計中，自舉二極管中的充電電流可能不會在低邊FET T2關斷之前衰減到零，并將發生反向恢復。在此操作期間，額外的電荷Qrr在關斷期間從高邊電容器傳回。這增加了所需的總充電電流，如圖124中超快硅二極管和碳化硅MPS（合并PIN肖特基-請參閱第1.6章）二極管之間的比較所示。此外，快速二極管恢復會導致強烈的振鈴，這可能會導致EMI問題，甚至會觸發柵極驅動電路的UVLO保護。由于這些原因，肖特基二極管可能是高頻設計的不錯選擇，雖然它們的靜態存儲電

223、荷通常大于相同額定值的p(i)n二極管。167二極管應用和用例7二極管應用手冊aaa-034643自舉電流(mA)t(ns)40020002004002000200050010001500050010001500超快二極管，600V，1ASiC MPS二極管，650V，1A圖124 400V 750kHz半橋電路中Si和SiC自舉二極管的自舉電流波形。小二極管的一個缺點，電流能力較低，正向壓降VF較高。正向電壓VF直接影響高邊柵極驅動電壓VCboot的幅度。如圖123所示，Cboot在充電階段通過Rboot和Dboot連接到Vaux，導致電壓相等VCboot=Vaux VF Rboot ibo

224、ot對于低頻設計，充電時間常數boot=Cboot Rboot，通常遠低于低邊晶體管T2的傳導時間，只要電路不在非常小的占空比下運行即可。這允許iboot衰減到0，并且VCboot將主要取決于極低電流下二極管的正向壓降。因此，在低壓設計中，使用具有極低正向壓降的硅肖特基二極管可以確保高邊柵極電源電壓非常接近Vaux。相比之下，在高開關頻率和高電壓設計中，VCboot可以遠遠低于Vaux。HV p(i)n二極管和SiC肖特基二極管都表現出明顯更高的正向壓降，并且高頻操作中的自舉電流可能不會衰減到零，從而導致Rboot上發生進一步壓降。圖125顯示了400V轉換器的LTSpice仿真結果，該轉換器

225、使用三種不同的自舉二極管模型以500kHz的高開關頻率運行?？梢钥吹?，二極管的正向特性直接影響高邊電源電壓VCboot，進而可能影響HS FET的開關性能。圖125中自舉二極管的放大導通和關斷電流波形也顯示了存儲電荷對二極管的影響。1A超快二極管具有最小的靜電荷，但由于其較大的VF壓降，仍會導致最低的HS電源電壓。由于在這種情況下充電電流不會衰減到零，所以兩個硅二極管都表現出反向恢復。必須注意的是，大多數適用于LTSpice的二極管模型可能無法正確仿真反向恢復，因此始終建議對這些超高頻轉換器設計進行測量。168二極管應用和用例7nexperia|設計工程師指南aaa-034644放大導通放大關

226、斷iboot(mA)Vcboot(V)10.0810.1510.2210.2910.3610.4310.5010.5710.6410.7110.7810.8545036027018090090180270360450540630160.00ns180.00ns200.00ns220.00ns0.98s1.02s1.06s1.10s0.1s0.5s0.9s1.3s0.30.71.1600V|3A|超快650V|1A|SiC MPS600V|1A|超快圖125|不同二極管類型在500kHz時的仿真波形(LTSpice)，Cboot=1F，Rboot=10，Vaux=12V。169二極管應用和用例7

227、二極管應用手冊電流額定值作為自舉供電半橋啟動例程的一部分，低邊晶體管不斷導通，為高邊的自舉電容器Cboot充電。自舉二極管的電流峰值處理能力必須足以支持峰值為boot=(Vaux VF)/Rboot的第一個電流脈沖。這在具有更大Cboot的低頻設計中通常更具挑戰性，因為峰值持續時間更長。在連續運行中，當只需要覆蓋HS FET的驅動損耗時，電流要求通常要低很多倍。然而，也應仔細考慮穩態條件，例如，當高邊的額外負載通過自舉電源供電時。170二極管應用和用例7nexperia|設計工程師指南7.6 硬開關DC-DC轉換器拓撲概述本節介紹硬開關拓撲的基本知識，并特別強調由此產生的二極管應力。此外，還特

228、別介紹了二極管技術對轉換器總損耗的影響。DC-DC轉換器應用的各種電壓要求會影響不同二極管技術的可用性。因此，本節的目的之一是在考慮不同的電壓和應用要求時，為選擇最合適的二極管技術提供指導。7.6.1 硬開關拓撲原理電源轉換器使用半導體的開關模式有效地將電能從一種形式轉換為另一種形式。所有轉換器都遵循相同的原理，只有一些細微差別。下一節將基于這一事實解釋硬開關拓撲的基本原理，特別描述了二極管在這種環境中的運行。首先將使用最通用的拓撲結構降壓轉換器詳細描述開關模式中使用的功率二極管的基本原理。然后將這些相同的原理應用于其他常見結構。同時，還將介紹和說明這些轉換器拓撲的特殊性（尤其是從二極管的角度

229、）。非隔離式異步降壓轉換器的示意圖如圖126所示。如圖所示，它由用于穩定直流電壓的輸入和輸出電容器、功率電感器、功率晶體管和功率二極管組成。負載表示為歐姆電阻，象征著將轉換后的電能轉化為另一種形式的能量，例如機械能或熱能。aaa-034645RC2C1DLTVOUTVIN負載iL源極圖126|降壓轉換器的示意圖。171二極管應用和用例7二極管應用手冊對于以下解釋和波形，為簡單起見需要做出一些假設：1.假設所有器件都是理想的：沒有損耗 沒有寄生元件 具有無限陡峭度的理想開關轉換 功率半導體的導通電阻和切入電壓為零 功率半導體的關斷電阻無限 無源元件具有純線性行為 2.轉換器在穩態條件下運行。3.

230、電容器具有有限的電容，但它們的值足夠高，可以忽略它們的電壓變化。4.電感器具有有限電感，其電流除了直流偏置電流外還可以具有三角交流紋波電流。5.使用固定的開關頻率。從輸入到輸出的電壓轉換通過占空比控制。在描述轉換器的主要功能并展示功率二極管的特性后，將更詳細地描述二極管在硬開關DC-DC轉換器應用中的非理想特性?；谇懊嫣岬降暮喕?，降壓轉換器通過周期性地導通和關斷晶體管T將輸入直流電壓Vin轉換為較低的輸出直流電壓VOUT。圖127和圖128描繪了晶體管導通和關斷狀態期間的電流通路。圖129顯示了兩種狀態對應的理想化三角電感電流波形。在導通狀態下，能量儲存在功率電感器的磁場中，導致線性上升的電

231、流流過功率電感。一旦晶體管關斷，磁場中儲存的能量就不會立即消失。結果，電流流過功率二極管提供的新通路。這種操作稱為“續流”，該二極管通常稱為“續流二極管”，它通過功率電感器和輸出電容器中存儲的能量來維持負載的能量供應，從而導致電感器電流線性下降和存儲的磁能下降。通過這種方式，能量從輸入端傳輸到功率電感器，并在導通狀態期間存儲在其磁場中，然后在續流期間將這一特定數量的能量從磁場傳輸到負載。這個過程周期性地發生，為負載提供連續的電源。172二極管應用和用例7nexperia|設計工程師指南aaa-034646RC2C1DLTVOUTVIN負載VLiT源極I：晶體管導通 圖127|晶體管處于導通狀態

232、，二極管處于關斷狀態。aaa-034647RC2C1DLTVOUTVIN負載VL源極iDII：晶體管關斷圖128|晶體管處于關斷狀態，二極管處于導通狀態。無論轉換器的負載條件以及功率電感器磁場中存儲的能量大小如何，波形始終保持三角形，如圖129所示，但電感器電流可能具有零電流相位。操作模式可以分為三種。首先，電感器電流在開關期間可以連續不為零。其次，電流可以在該周期結束時立即達到零。第三，它可以在開關周期結束之前的續流階段達到零。這三種模式分別稱為連續傳導模式(CCM)、臨界傳導模式(BCM)和斷續傳導模式(DCM)，如圖130所示。CCM、BCM和DCM會影響二極管的損耗分布。下文將為降壓轉

233、換器及其他常見拓撲解釋這些損耗。173二極管應用和用例7二極管應用手冊aaa-034648IIIToffToniLt圖129|電感器、晶體管和二極管電流波形。aaa-034649tttttttttCCMBCMDCMiLiDVDiLiDVDiLiDVDVinVinVinVout圖130|連續電流模式(CCM)、臨界傳導模式(BCM)和斷續傳導模式(DCM)條件下降壓轉換器中的二極管電流和電壓波形。174二極管應用和用例7nexperia|設計工程師指南7.6.2 CCM、BCM和DCM下的二極管功率損耗所描繪的電感器三角形電流波形假設降壓轉換器中的元件是無損耗。在現實中，電源轉換器顯然不是無損耗

234、的。然而，在大多數使用有損電感器的現實設計中，這種三角波形假設仍然成立。原因是每個周期存儲的磁能量通常比每個周期的能量損失高很多。因此，與磁場中儲存的能量相比，只有少量的能量損失可以忽略不計。在實際應用中，真實的電感器波形遵循指數函數，但顯示為三角波形，因為它的時間常數遠高于轉換器的開關周期。因此，可以使用無損三角波形來描述二極管中的損耗機制。二極管的傳導損耗從圖131中的二極管電流可以看出，二極管電流由直流部分和交流部分組成。這意味著根據二極管的I-V曲線（參見圖132），在二極管傳導階段的每個時刻，二極管中的瞬時功率損耗都是不同的?？倐鲗p耗可以表示為轉換器運行期間瞬時功耗的平均值：Pc=

235、1T T0Pc(t)dt=1T T0id(t)vF(id(t),Tj)dtT是一個開關周期的持續時間。通常，二極管I-V曲線的非線性特性禁止求解該方程。特別是，損耗對結溫Tj的反饋影響有損耗二極管的I-V曲線，導致復雜的非線性方程。因此，必須考慮從結到環境的完整熱通路。Pc的傳導損耗方程必須迭代求解，或者使用數值方法或模擬求解。但是，為了從分析角度估計損耗，預期的最壞情況應該用于第一次初始計算。這意味著除了充分了解轉換器的運行條件外，還需要以下假設：給定和固定的最壞情況環境溫度Ta(max)從結到環境的最大熱阻 所選二極管的最壞情況I-V曲線 了解二極管的開關損耗和阻斷損耗175二極管應用和用

236、例7二極管應用手冊aaa-034650tttCCMBCMDCMiDiDiD圖131|CCM、BCM、DCM下的二極管電流波形。aaa-03453425C100C75C175C150CIF(A)VF(V)02.01.60.81.20.4180246810121416圖132|SiC二極管PSC1065K在不同結溫下的I-V曲線。通過使用差分電阻rd和切入電壓VF0簡化和表達二極管的相應I-V曲線特性，可以執行分析性最壞情況傳導損耗估計。通過此分析和轉換器的實際三角形直流偏置二極管電流波形，二極管傳導損耗的復雜方程可簡化為：Pc=1T T0Pc(t)dt=1T T0id(t)vF(id(t),Tj

237、)dt VF0(Tj)Id(avg)+rd(Tj)(Id(rms)2其中Id(avg)等于平均值，Id(rms)是二極管波形的均方根值。176二極管應用和用例7nexperia|設計工程師指南如果計算得出的最壞情況傳導損耗與開關損耗和阻斷損耗的和小于該器件可以通過給定熱阻耗散的最大功率，則二極管將在穩定條件下運行。此外，計算得出的損耗可用于估算相應的結溫，該結溫將低于最初假設的最壞情況結溫。作為下一個迭代步驟，為了提高計算的準確性，可以使用對應于計算結溫的I-V曲線來代替最壞情況下的I-V曲線。這樣，新計算的傳導損耗將更低、更準確。二極管的阻斷損耗二極管功率損耗的這一要素僅發生在阻斷操作期間。

238、如圖130所示，在阻斷操作期間，可以假定關斷狀態電壓Voff為恒定值。因此，在阻斷階段，二極管以關斷狀態電壓Voff永久地反向偏置。反向操作期間，每種二極管技術的缺陷都會導致小的漏電流ileakage。該漏電流的實際大小取決于施加的負反向電壓和相關的結溫。由此，相關聯的二極管漏電流與關斷狀態電壓一起產生損耗。盡管由于關斷狀態電壓高而使漏電流相對較小，但根據所選的二極管技術，由此產生的損耗也可能很大。該損耗部分稱為阻斷損失，可描述為：Pb=1T T0Pb(t)dt=1T T0Vr ileakage(Voff,Tj)dt=Voff ileakage(Voff,Tj)(1 )是轉換器的占空比。很顯然

239、，阻斷損耗方程取決于阻斷操作期間的關斷狀態電壓、漏電流（作為所施加反向偏置Voff和實際結溫的函數）以及轉換器的占空比。因此，該方程是非線性的，這是由漏電流相對于結溫和所施加的關斷狀態電壓的復雜非線性特性引起的。此外，還需要該損耗對結溫的反饋以及從結到散熱器的熱通路。該損耗部分只能通過使用迭代步驟或數值求解方法來準確計算。177二極管應用和用例7二極管應用手冊為了估計損耗，可以使用與傳導損耗估計方法類似的方法。為此，初始計算使用最壞情況下的漏電流。此外，接受以下假設：給定和固定的最壞情況環境溫度Ta(max)從結到環境的最大熱阻 所用二極管的最壞情況I-V曲線 了解二極管的開關損耗和傳導損耗通

240、過使用通常在最高結溫下出現的最壞情況下的漏電流，可以使用上述等式計算相關的最壞情況下的阻斷損耗。如果器件通過其熱電阻消耗的功率大于產生的總功耗（包括傳導損耗、開關損耗和計算的最壞情況阻斷損耗），則二極管可以在穩態條件下運行。此外，可以計算相關的結溫（假定最壞情況漏電流）用于下一次迭代計算。然后可以使用計算出的結溫來確定實際有效漏電流，該電流將低于最壞情況下的漏電流。根據上面的等式重復計算阻斷損耗，并使用新計算的漏電流（而不是最壞情況下的漏電流）計算出的阻斷損耗將更準確，也比初始近似值更低。通過連續重復這個迭代過程（重新計算的阻斷損耗、相應的結溫和新確定的二極管相應反向靜態特性），最終得出的估計

241、準確性將會提高，并且迭代步驟最終會趨于一致。在拓撲結構配備硅PN二極管或SiC二極管的大多數開關模式應用中，發生的阻斷損耗非常低，在總功耗計算中通?？梢院雎圆挥?。然而，對于硅基肖特基二極管技術，漏電流和相關的阻斷損耗可能會成為一個重要因素，特別是對于低VF類型（低肖特基勢壘）；因此必須考慮這些損耗。178二極管應用和用例7nexperia|設計工程師指南二極管的開關損耗二極管從關斷狀態到導通狀態的轉換并不理想，反之亦然。圖133顯示了兩個轉換階段，即二極管導通和二極管關斷，作為電感器電流階段的一部分。III階段描述二極管導通，III階段描述二極管關斷。在這些轉換過程中，二極管經歷的損耗既不是靜

242、態導通狀態損耗也不是靜態關斷狀態損耗。該損耗部分稱為開關損耗、動態損耗或恢復損耗，可區分為正向恢復損耗或反向恢復損耗。如圖134所示，所有元件，甚至是換向單元的寄生元件，都會增加二極管的損耗，但為了簡單起見，本文將不對此進行討論。不同二極管技術的開關特性請參考第1章。圖133 二極管導通和關斷轉換。aaa-034651III?III?II?IIIIiLtaaa-034652RC2C1DLTVOUTVIN負載VL源極換向單元圖134|換向、狀態轉換階段。179二極管應用和用例7二極管應用手冊二極管的正向恢復損耗正向恢復發生在二極管從最初反向偏置的關斷狀態到導通狀態的導通轉換期間。在dv/dt電壓

243、轉換之后和di/dt導通斜坡期間，二極管上的瞬態正向壓降比相關的靜態I-V曲線更高。因此，根據靜態I-V曲線，這種瞬態正向過壓會導致超出預期的額外損耗。這是由二極管最初的低電導率引起的，需要一定的時間才能達到其較高的最終電導率。通過捕獲二極管正向和正向電壓波形，可以通過對瞬時功耗進行積分來計算相關的正向恢復能耗：Eon=t0+tfrt0id(t)vF(t,Tj)dt瞬時能耗的積分通常涵蓋從di/dt斜坡(t0)開始到正向過壓回落到穩態值約110%的時間段（t0+tfr，tfr是正向恢復時間）。相應的功耗計算可以用正向恢復能耗乘以電源轉換器的開關頻率：Pon=Eon fsw正向恢復特性不是固定的

244、二極管特定行為；它受幾個參數的影響，這些參數反過來會改變損耗。過壓量和正向恢復損耗量取決于幾個特定于二極管的設計參數，本應用相關部分并未討論這些參數。但是有一些參數確實與應用相關并影響正向恢復特性：di/dt轉換速率 導通電流（二極管導通后）施加的反向電壓（在導通事件之前）環境溫度180二極管應用和用例7nexperia|設計工程師指南然而，與反向恢復損耗（將在下一節中說明）相比，該損耗部分較低，在二極管的整體總功耗計算中通?？梢院雎圆挥?。然而，在某些特定應用的情況下，正向恢復損耗可能在硬開關轉換器拓撲中具有相關性。在圖131中，顯示了三種不同的操作模式。對于CCM，反向恢復和傳導損耗都將主導

245、損耗分布，因此正向恢復是次要問題。與連續傳導模式相比，在臨界和斷續傳導模式下，二極管在零電流條件下關斷將導致準無損耗、無反向恢復的關斷。然而，二極管在這些工作模式下仍然表現出硬導通，進而導致正向恢復損耗。在BCM和DCM模式下，正向恢復可能與精確的功耗計算相關的一種特殊情況是轉換器的低負載條件以及導通期間的高開關頻率和快速轉換速率。反向恢復損耗與正向恢復相反，當二極管必須從正向傳導狀態變為反向偏置關斷狀態或阻斷狀態時，就會發生反向恢復。關斷轉換以有限的di/dt轉換速率發生，如第1章中的圖15所示。當經過一定時間（圖15中的t2）后，關斷電流達到零交叉點時，仍在二極管內的存儲電荷可防止二極管阻

246、斷。相反，二極管兩端的電壓幾乎保持在零。為了從器件中去除這些電荷，會有一個顯著的反向電流流過溝道。根據所選的二極管技術，此電荷包含純電容電荷（肖特基），或由于少數載流子而包含電容電荷和存儲電荷。如果結中存儲少數載流子（PN二極管），與肖特基二極管等基于純電容電荷的器件相比，二極管再次阻斷所需的時間相對較長。這是因為存儲的電荷載流子必須在結中重新組合。請參考圖35，比較SiC二極管的真正電容關斷與硅恢復二極管的雙極關斷。相關的關斷能量可以通過在圖15中給定的限值范圍內對瞬時功率進行積分來計算，其中t2是電流的第一個零交叉點，t4是電流的第二個零交叉點：Eoff=t4t2id(t)vD(t)dt

247、Ec181二極管應用和用例7二極管應用手冊可以從捕獲的二極管電流和電壓波形計算瞬時功率。為了不計算錯誤和曲解結果，必須減去存儲的電容能量Ec的無損量。精確計算是一項復雜的任務，需要對反向恢復波形進行多次測量。但預期損耗的初步粗略估計通過以下公式計算：Eoff=Qrr Vr(off)Qrr是數據手冊中指定的存儲電荷，Vr(off)是應用中的關斷狀態電壓。盡管所有硬開關DC-DC轉換器的電感器波形都相似，但根據所選技術，二極管的關斷狀態電壓Vr(off)會受到不同的應力。因此，下一節將介紹廣泛使用的轉換器拓撲結構的特殊性，以便應用工程師可以考慮他們的損耗估算和二極管選擇。182二極管應用和用例7n

248、experia|設計工程師指南7.7 拓撲結構本節介紹最常見的DC-DC轉換器拓撲結構。所有這些拓撲都遵循第6.6.1節中描述的硬開關原理。此外，所有拓撲的損耗計算也始終相似，并且已在第6.6.2節中進行了描述。因此，本節將僅討論拓撲的個別特性及其對損耗的影響。7.7.1 降壓轉換器降壓轉換器是一種利用功率半導體的開關模式將直流輸入電壓轉換為較低值的直流輸出電壓的系統。圖126給出了異步降壓轉換器的非隔離式拓撲的示意圖。如上一節6.6.1所述和圖130所示，二極管必須阻斷輸入電壓Vin（瞬態過壓除外）。因此，在選擇二極管時，必須考慮最高預期平均電流和RMS二極管電流，以及最高輸入電壓，以獲得適

249、當的電流和電壓額定值。傳導損耗計算可按照第6.6.2.1節中的描述使用。此計算對于所有轉換器普遍適用，因此無需進行調整。另一方面，剩余的損耗部分、阻斷損耗和正向以及反向恢復損耗受所選拓撲的影響。對于降壓轉換器中的阻斷損耗估算，二極管兩端的最大反向電壓Vr,max等于最大直流輸入電壓Vin,max。需要考慮該電壓下的相關漏電流。關于正向和反向恢復損耗，需要在最壞情況下的工作條件（最高結溫、最高預期換向速度和最大輸入電壓下的最高正向電流）下進行測量，以估計二極管在降壓轉換器中必須處理的最高損耗。如果BCM或DCM是唯一的工作模式，則反向恢復損耗通?？梢院雎圆挥?。183二極管應用和用例7二極管應用手

250、冊7.7.2 升壓轉換器與降壓轉換器相反，升壓轉換器將較低的直流輸入電壓提升至較高的直流輸出電壓。升壓轉換器拓撲的原理圖如圖135所示。排除二極管關斷轉換期間的瞬態過壓，與降壓相比，二極管必須阻斷和承受直流輸出電壓，而不是直流輸入電壓（參見圖136）。aaa-034653VOUTVDCiDiLiT圖135|升壓轉換器示意圖aaa-034654tttttttttCCMBCMDCMiLiDVDiLiDVDiLiDVDVout VinVoutVoutVout圖136|連續電流模式(CCM)、臨界傳導模式(BCM)和斷續傳導模式(DCM)條件下升壓轉換器中的二極管電流和電壓波形。184二極管應用和用例

251、7nexperia|設計工程師指南在選擇合適的二極管阻斷電壓能力以及計算功耗時，都必須考慮與輸出電壓相關的阻斷電壓應力。對于阻斷電壓能力，必須考慮升壓轉換器中可能的最高電壓轉換率，以便選擇正確的二極管。要計算阻斷損耗，必須使用反向和正向恢復損耗以及最大輸出直流電壓（而不是輸入電壓）。這是與降壓轉換器的主要區別，尤其是在假設輸入直流母線電壓Vin固定時。這意味著對于二極管兩端的最大反向電壓Vr(max)，Vr(max)=VOUT(max)。因此，轉換器最高輸出電壓下的相應二極管漏電流必須用于準確估計阻斷損耗。這意味著，與降壓轉換器相比，轉換器在選定的占空比下運行，并在給定的固定直流輸入電壓下產生

252、直流輸出電壓，直接影響續流二極管能夠承受的電壓應力。對于正向和反向恢復損耗計算，結溫、換向速度和正向電流等函數對恢復損耗的影響與降壓轉換器中的相同。然而，輸入電壓對于給定二極管正向電流下的恢復損耗計算并不重要?；謴吞匦院蛽p耗隨產生的直流輸出電壓而變化，言外之意，取決于占空比和轉換器工作模式。特別是在CCM條件下，反向恢復對損耗分布有重大影響。而在其他情況下，由于二極管的零電流關斷轉換（零電流開關），損耗幾乎可以忽略不計。7.7.3 降壓升壓轉換器降壓升壓轉換器集合了降壓和升壓轉換器的特性。降壓升壓能夠根據所選占空比將輸入直流電壓轉換為更高、相等或更低的直流輸出電壓VOUT。降壓升壓轉換器的拓撲

253、如圖137所示。aaa-034655VOUTiDiTiLVDC圖137|降壓升壓轉換器的示意圖。185二極管應用和用例7二極管應用手冊構成降壓升壓轉換器的元件數量與降壓和升壓轉換器相同。但是布局不同。從圖137中可以看出，功率電感器位于功率半導體的中間。因此，相應的能量傳輸會導致與直流輸入電壓方向相反的直流輸出電壓。aaa-034656tttttttttCCMBCMDCMiLiDVDiLiDVDiLiDVDVoutVout+VinVout+VinVout+Vin圖138|連續電流模式(CCM)、臨界傳導模式(BCM)和斷續傳導模式(DCM)條件下降壓升壓轉換器中的二極管電流和電壓波形。降壓升壓

254、轉換器對應的電流和電壓波形如圖138所示。如前所述，所有轉換器都遵循硬開關原理，即始終產生相同的三角波形，而與實際拓撲無關。然而，二極管上的電壓阻斷應力取決于拓撲結構。這種特定拓撲結構中的二極管必須阻斷和承受直流輸入電壓和轉換后的直流輸出電壓（布局反向特性的直接結果）的總和。就此而言，降壓升壓轉換器中的二極管損耗受固定直流輸入電壓和直流輸出電壓的影響，后者也是占空比的結果。因此，二極管兩端的最大反向電壓為：Vr(max)=Vin(max)+VOUT(max)。因此，選擇二極管時必須考慮最大直流輸入電壓下的最大預期輸出電壓?；謴蛽p耗也取決于這兩個電壓的總和?；謴蛽p耗計算的所有其他方面保持不變。1

255、86二極管應用和用例7nexperia|設計工程師指南7.7.4 反激式轉換器反激式轉換器是一種DC-DC轉換器，其工作模式與降壓升壓轉換器非常相似，只是它在直流輸入和直流輸出電壓之間提供電流隔離。反激式拓撲從降壓升壓轉換器衍生而來，為簡單起見，本文中未顯示該拓撲。電流隔離是通過使用耦合電感器（而不是功率電感器）實現的，該電感器有兩個共享同一磁芯的繞組。原理圖如圖139所示。與變壓器相反，這種耦合電感器的原理是在晶體管導通階段存儲磁能。該存儲磁能最終轉移到次級側，因此工作模式遵循硬開關原理，如前所述。與前面提到的轉換器相比，初級和次級側繞組之間的匝數比提供了在給定直流輸入電壓下調整直流輸出電壓

256、的另一個機會。匝數比“a”（此處定義為次級側繞組與初級側繞組之比NsNp）也會影響次級側電流的大小。在前面提到的所有其他轉換器中，二極管在二極管階段開始時必須承載的電流大小等于晶體管傳導階段結束時的最大晶體管電流（參見圖129）。根據匝數比“a”，最大峰值晶體管電流和二極管電流可能不同。次級側和初級側都通過磁芯的磁通量耦合，因此初級側和次級側電感器電流與匝數比“a”成反比。如圖140所示，次級側電感器電流和二極管電流相同，峰值與晶體管峰值成反比，因此與初級電流峰值成反比。aaa-034657VOUTVDCiDiL2iL1iT圖139|反激式轉換器示意圖。187二極管應用和用例7二極管應用手冊a

257、aa-034658tttttttttCCMBCMDCMiLiDVDiLiDVDiLiDVDVoutVout+Vin aVout+Vin aVout+Vin aiL,piL,s圖140|連續電流模式(CCM)、臨界傳導模式(BCM)和斷續傳導模式(DCM)條件下反激式轉換器中的二極管電流和電壓波形。為了選擇正確的二極管，必須考慮耦合電感器的匝數比“a”。該參數會影響阻斷電壓能力以及額定電流。為了選擇正確的二極管，必須考慮耦合電感器的匝數比“a”。該參數會影響阻斷電壓能力以及額定電流。不包括瞬態過壓的二極管的最大關斷狀態電壓等于直流輸出和直流輸入電壓之和乘以匝數比。因此，在所有可能的轉換器情境下，

258、必須考慮Vr(max)=a Vin(max)+VOUT(max)（“a”定義為次級側繞組與初級側繞組之比NsNp）。對于依賴于所選工作模式（CCM、BCM和DCM）的阻斷和恢復損耗，必須考慮匝數比的額外相關性。另一方面，二極管電流與匝數比“a”成反比。這意味著，特別是在低匝數比下，次級側電感器電流和二極管電流可能會大幅增加。在針對所選二極管技術估算傳導損耗估算和選擇二極管時，也必須考慮這一點。188二極管應用和用例7nexperia|設計工程師指南189總結8二極管應用手冊第8章總結190總結8nexperia|設計工程師指南分立二極管仍然是電子系統中非常重要和基本的元件。它們的電氣和熱特性以

259、及可靠性對整個電子系統的整體性能和穩健性具有決定性作用。二極管技術有許多種類，并采用不同的封裝和外形。本手冊總結了市場上現有的產品類別并討論了它們的器件結構。有趣的是，分立二極管仍有新的發展。具體來說，我們應關注Nexperia新開發的SiGe二極管技術。本手冊中將電流相對于裸片尺寸進行標準化，以便對不同技術進行公平比較。本手冊討論和比較了二極管的靜態和動態特性。我們單獨編寫了一個部分，專門介紹基于碳化硅的新型肖特基二極管和SiC二極管帶來的優勢，并與硅二極管進行了比較。二極管封裝的作用不亞于封裝內的半導體元件。因此介紹了分立二極管的不同封裝樣式。二極管的相關熱特性在單獨的章節中進行了討論。需

260、要特別注意的是稱為熱失控的二極管現象，這種現象經常被設計工程師忽視，并可能導致系統故障。由于二極管還用于關鍵基礎設施和汽車電子產品，因此本書有一個章節也涉及了Nexperia為驗證和發布二極管而進行的壓力測試。最后同樣重要的是，本手冊的最后一章討論了重要的二極管應用。其中，應該特別注意開關模式轉換器中損耗的一般考量。如有任何疑問和建議，請隨時與我們聯系。 高壓鍋BCM 臨界傳導模式CCM 連續電流模式Cd 二極管寄生電容DCM 斷續傳導模式di/dt 電流邊沿陡峭度/斜坡梯度Dn 擴散系數EFR 早期失效率Eoff 關斷能量Eon 正向恢復能耗fsw 開關頻率H3TRB 高濕/高溫反向偏壓HA

261、ST 高加速應力測試偏壓HTOL 高溫工作壽命HTRB 高溫反向偏壓iboot 通過自舉二極管的電流boot 通過自舉二極管的電流峰值IF 正向電流IF(AV)平均正向電流IFR 內在失效率IFRM 重復正向電流峰值IFSM 非重復正向電流峰值IOL 間歇運行壽命IR 反向電流IRM 反向恢復電流峰值IRMS 正向電流的均方根IZ 齊納電流JR 反向電流密度MPS 合并PIN肖特基MSL 潮濕敏感度等級ni 本征載流子濃度Np 初級側繞組Ns 次級側繞組PB 阻斷損耗PC 傳導損耗Pdiss 耗散的功率Pgenerated 反向漏電流產生的自熱Pload 直流傳導損耗Pon 正向恢復損耗PR(

262、AV)平均反向功耗Ptot 總功耗q 基本電荷Qrr 反向恢復電荷193縮寫詞二極管應用手冊rdif 差分電阻RT 標準化熱阻與封裝尺寸有關Rth(j-a)結到環境的熱阻Rth(j-c)結到外殼的熱阻Rth(j-mb)結到貼裝基底的熱阻Rth(j-sp)結到焊點的熱阻（通常是陰極通路）Rth(j-top)結到頂部的熱阻Rth(sp-a)焊點到環境的熱阻SFrr 軟度系數SiC 碳化硅SiGe 鍺化硅SOA 安全工作區SZ 齊納電壓的熱系數Tamb 環境溫度Tc 外殼溫度TC 溫度周期變化Tj 結溫Tjmax 規定的最大結溫tp 脈沖寬度trr 反向恢復時間TS 溫度驟變Tstg 存儲溫度UHA

263、ST 高加速應力測試VCboot 高邊電源電壓自舉電容兩端的電壓Vdrift 漂移層兩端的正向壓降Vf 正向壓降VFRM 正向恢復電壓峰值Vms 金屬半導體界面上的正向壓降Vpn pn結兩端的正向壓降VR 反向電壓VZ 齊納電壓Yth(j-top)結到頂部的熱系數Zth(x-y)x點和y點之間的熱阻抗 占空比B 勢壘高度194縮寫詞nexperia|設計工程師指南195法律信息二極管應用手冊法律信息196法律信息nexperia|設計工程師指南定義初稿 本文僅為初稿版本。內容仍在內部審查，尚未正式批準，可能會有進一步修改或補充。Nexperia對此處所含信息的準確性或完整性不做任何說明或保證，

264、并對因使用此信息而帶來的后果不承擔任何責任。免責聲明有限保證和責任 本文檔中的信息據信是準確和可靠的。但是，Nexperia對此處所含信息的準確性或完整性不做任何明示或暗示的聲明或保證，并對因使用此信息而帶來的后果不承擔任何責任。若文中信息并非來自Nexperia，則Nexperia對該信息的內容概不負責。在任何情況下，對于任何間接性、意外性、懲罰性、特殊性或后果性損害（包括但不限于利潤損失、積蓄損失、業務中斷、因拆卸或更換任何產品而產生的開支或返工費用），無論此等損害是否基于侵權行為（包括過失）、保證、違約或任何其他法理，Nexperia均不承擔任何責任。對于因任何原因給客戶帶來的任何損害，

265、Nexperia對本文所述產品的總計責任和累積責任僅限于Nexperia商業銷售條款和條件所規定的范圍。修改權 Nexperia有權隨時修改本文檔所發布的信息，包括但不限于規格和產品描述，恕不另行通知。本文檔將取代并替換之前就此提供的所有信息。適用性 Nexperia產品并非設計、授權或擔保適合用于生命維持、生命攸關或安全關鍵型系統或器件，亦非設計、授權或擔保適合用于在Nexperia產品失效或故障時可導致人員受傷、死亡或嚴重財產損失或環境損害的應用。Nxperia及其供應商對在此類器件或應用中加入和/或使用Nexperia產品不承擔任何責任，客戶需自行承擔因加入和/或使用Nexperia產品

266、而帶來的風險。197法律信息二極管應用手冊應用 本文檔所載任何產品的應用只用于例證目的。此類應用若未進一步測試或修改用于特定用途，Nexperia對其適用性不做任何聲明或保證?？蛻糌撠熥孕惺褂肗experia產品進行設計和應用，對于應用或客戶產品設計，Nexperia均無義務提供任何協助?？蛻繇氉孕胸撠煓z驗Nexperia的產品是否適用于客戶的規劃應用和產品，以及是否適用于其第三方客戶的規劃應用和使用?？蛻魬峁┻m當的設計和操作安全保障措施，以最大限度降低與應用和產品相關的風險。對于因客戶的應用或產品的任何缺陷或故障，或者客戶的第三方客戶的應用或使用導致的任何故障、損害、費用或問題，Nexpe

267、ria均不承擔任何責任?？蛻糌撠煂κ褂肗experia產品的應用和產品執行所有必要的測試，以避免這些應用和產品或者客戶的第三方客戶的應用或使用存在任何缺陷。Nexperia不承擔與此相關的任何責任。出口管制 本文檔以及此處所描述的產品可能受出口法規的管制。出口可能需要事先經主管部門批準。翻譯 非英文（翻譯）版文檔僅供參考。如果翻譯版與英文版之間存在任何差異，以英文版為準。商標注意：所有引用的品牌、產品名稱、服務名稱以及商標均為其各自所有者的資產。備注nexperia|設計工程師指南更多詳情，請訪問：如需獲取銷售辦事處地址，請查看： UK Ltd.2022年5月ISBN 978-0-9934854-9-7保留所有權利。未經作者事先書面許可，不得以任何形式或通過任何方式復制或分發本出版物的任何內容。